Глава  13

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ТЕХНИКИ СВЧ

13.1. СОЧЛЕНЕНИЕ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ

Тракты СВЧ состоят из ряда элементов, соединенных друг с другом. Для упрощения ремонта и транспортировки их обычно делают разборными. Любое нарушение целостности тракта эквивалентно введению неоднородности. Поэтому даже едва заметный зазор между сочленяемыми отрезками линий передачи либо небольшое смещение их друг относительно друга вызывают отражения в тракте и дополнительные тепловые потери. Излучение через зазор части энергии электромагнитной волны, распространяющейся по тракту, может, кроме того, привести к паразитным связям между его элементами. К сочленениям (разъемам) предъявляется ряд требований: сохранение согласования в тракте и его электрической прочности, внесение минимального ослабления в передаваемую мощность, отсутствие паразитного излучения и др. Для этого, как правило, в плоскости контакта сочленяемых отрезков линии передачи нужно обеспечить малое сопротивление для продольных токов. На практике применяют разъемы двух типов: контактные и дроссельные.

При контактном сочленении волноводов к концам соединяемых отрезков припаиваются плоские фланцы. На рис. 13.1 показано контактное сочленение прямоугольных волноводов с одинаковыми размерами поперечных сечений. Качество электрического контакта в месте сочленения зависит в основном от тщательности механической обработки, параллельности и чистоты контактирующих поверхностей. Чтобы уменьшить тепловые потери и потери на

излучение между фланцами 1 вводят тонкую бронзовую прокладку 2 с пружинящими лепестками. Защита сочленения от пыли и влаги, проникающих из окружающего пространства, осуществляется с помощью резиновых уплотнительных колец 3, уложенных в специальные канавки на фланцах. Герметизация волновода позволяет поддерживать в нем повышенное давление газа, если требуется увеличить предельную мощность волновода. Коэффициент отражения от хорошо выполненного контактного сочленения обычно не превышает 0,001 при потерях менее 0,01 дБ во всей рабочей полосе частот волновода. Поэтому контактные сочленения применяют в особо точной измерительной аппаратуре, в широкополосных системах связи (спутниковых, радиорелейных). Недостатками контактного сочленения являются относительно высокая стоимость из-за жестких требований, которые приходится предъявлять к точности изготовления, а также ухудшение качества контакта при многократных сборках и разборках вследствие окисления металла в месте контакта.

В коаксиальных линиях конструкция контактного сочленения несколько усложняется, так как требуется одновременно обеспечить хороший контакт как центральных, так и внешних проводников соединяемых отрезков. Сведения о таких разъемах приведены в [33].

Если требования к качеству согласования, уровню потерь и широкополосности не столь жестки, целесообразно использовать дроссельное сочленение.

Дроссельное сочленение прямоугольных волноводов (рис. 13.2) образуется двумя различными по конструкции фланцами: обычным контактным 1 и дроссельным 2 с кольцевой канавкой 3. Между частью торцевой поверхности фланцев (от волновода до канавки) оставлен зазор 4, через который поле из волновода проникает в канавку 3. Структура силовых линий электрического поля в дроссельном сочленении при распространении основной волны во волноводу показана на рис. 13.2. При этом кольцевую канавку 3 можно рассматривать как отрезок короткозамкнутой коаксиальной линии, в котором устанавливается стоячая волна типа Н₁₁ с длиной волны радиусы

кольцевой канавки (см. рис. 13.2). Зазор между фланцами (от области механического контакта В до соединяемых волноводов) представляет собой отрезок радиальной линии [39], длина волны низшего типа в которой равна λ. Эквивалентная схема дроссельного сочленения показана на рис.13.3, где R_K-сопротивление механического контакта в области В. Если на средней частоте рабочего диапазона выбрать глубину канавки l₂ равной Λ/4, а длину зазора до канавки l₂ равной λ/4, то образуются два четвертьволновых трансформатора. При этом сопротивление зазора между соединяемыми волноводами будет равно нулю при любых значениях R_K, поскольку последовательно с ним включено бесконечно большое входное сопротивление короткозамкнутого четвертьволнового отрезка коаксиальной линии.

Поэтому такое сочленение не критично к качеству механического контакта и небольшим перекосам фланцев.

Очевидным недостатком дроссельного сочленения является зависимость его параметров от частоты, так как сопротивление зазора между соединяемыми волноводами равно нулю только на средней частоте. Коэффициент отражения от тщательно изготовленного дроссельного сочленения обычно не превышает 0,02 в полосе ±15 % от центральной частоты рабочего диапазона. Аналогично строятся дроссельные сочленения для соединения отрезков круглого волновода или коаксиальной линии.

13.2. ВОЗБУЖДЕНИЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН В ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ

Для возбуждения волн в линиях передачи используют специальные элементы, называемые возбуждающими устройствами, а для вывода энергии из линии применяют устройства связи с внешними нагрузками. Отметим, что в качестве возбуждающих устройств и устройств связи с. внешними нагрузками в технике СВЧ используют одни и те же элементы. Это следует из теоремы взаимности, рассмотренной в гл.5 для случая двух излучателей, расположенных в изотропной среде. Эту теорему можно распространить на линии передачи с устройствами ввода и вывода энергии при условии, что и линия, и эти устройства не содержат анизотропных (невзаимных) элементов.

На практике для ввода или вывода энергии из волновода используют достаточно малые элементы, содержащие или электрический (рис. 13.4, а)

или магнитный в виде малой рамки (рис. 13.4, б) вибратор. Обычно такие вибраторы конструктивно объединяются с коаксиальной линией, используемой или для подвода энергии к вибратору, или для отвода энергии, принимаемой вибратором. В тех случаях, когда две линии передачи имеют общую металлическую стенку (см. рис.13.13), передать часть мощности из одной линии в другую можно с помощью отверстия, прорезанного в общей стенке.

Электрический вибратор (рис. 13.4, а) будет принимать энергию электромагнитного поля из волновода и передавать ее в коаксиальную линию, если электромагнитная волна, распространяющаяся в волноводе, будет вызывать в нем ток. Для получения наибольшего тока вибратор следует поместить в пучность электрического поля волны в волноводе параллельно линиям вектора Е. Аналогично наибольшая связь рамки (рис. 13.4, б) с полем волны в волноводе будет в случае наведения в ней полем волны максимальной ЭДС. Для этого рамку помещают в пучность магнитного поля волны в волноводе так, чтобы ее плоскость была перпендикулярна вектору В. Очевидно, при возбуждении волн в линии следует помещать электрический вибратор с током в пучность электрического поля параллельно линиям вектора Е возбуждаемой волны, а рамку с током- в пучность магнитного поля, располагая ее плоскость перпендикулярно вектору В. Используя эти правила и зная структуру поля возбуждаемой волны или волны, распространяющейся по волноводу, несложно построить конструкцию возбуждающего устройства или устройства связи волновода с внешней нагрузкой.

Возбуждение с помощью электрического вибратора. Конструкция устройства для возбуждения волны Н_ю в прямоугольном волноводе показана на рис. 13.5, где внешний проводник коаксиальной линии соединен со стенкой волновода. Строгое электродинамическое решение задачи о возбуждении волн в волноводе

весьма громоздко (см., например, [14]) и здесь не приводится. Пусть по коаксиальной линии распространяется TЕМ-волна, переносящая энергию сигнала от генератора. Эта волна вызывает ток в электрическом вибраторе, вследствие чего в волноводе возбуждается электромагнитное поле. Примерная структура электрических силовых линий поля вблизи вибратора показана на рис.13.5. Возбуждаемое в волноводе поле можно представить в виде суперпозиции волн типов Е и Н. При расположении вибратора в середине широкой стенки в волноводе будут возбуждаться только те волны, у которых в середине поперечного сечения при х=а/2 находится пучность электрического поля, т.е. волны H₁₀, Н₃₀, Н₁₁, Е₁₁ и т.д., и не будут возбуждаться волны с четным первым индексом {Н₂о, Н₄₁, E₂₁ и т.д.). Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы, то по волноводу сможет распространяться только волна Н₁₀, поля всех остальных воли будут реактивными: они сосредоточены вблизи вибратора и на некотором расстоянии от него пренебрежимо малы. Поэтому вибратор возбуждает в волноводе две волны Н₁₀, бегущие в разные стороны, причем на одинаковом расстоянии от вибратора амплитуды и фазы векторов Е этих волн будут одинаковыми. Чтобы вся энергия, поступающая в волновод, направлялась в одну сторону, на некотором расстоянии l от вибратора осуществляют режим короткого замыкания (рис.13.5). При этом в волноводе справа от вибратора будут распространяться две волны Н₁₀ с одинаковыми амплитудами векторов Е, а сдвиг по фазе этих векторов зависит от величины l. Величину l подбирают так, чтобы сдвиг по фазе векторов Е волн в любом сечении, правее вибратора, был кратен 2π. Требуемое фазовое соотношение можно записать в виде 2βl+π=2πп, где n= 1,2,...; β=2π/Λ. При записи этого соотношения учтено, что при падении плоской волны на идеальную металлическую поверхность фаза вектора Е отраженной волны изменяется на п по отношению к фазе вектора Е падающей волны. Поэтому l=(2п-1)Λ/4. Обычно выбирают. n=1, для которого l=l_min=Λ/4. Отметим, что если выбрать l кратным Λ/2, то сдвиг по фазе между векторами Е волн справа от вибратора будет равен нечетному числу π. Вследствие этого волны гасят друг друга и энергия из коаксиальной линии в волновод не поступает, она полностью отражается от возбуждающего устройства, т.е. в коаксиальной линии устанавливается стоячая волна. Наличие зазора между вибратором и широкой стенкой волновода (см. рис.13.5), где концентрируется электрическое поле, снижает электрическую прочность возбудителя. Поэтому, как правило, длину вибратора делают равной высоте волновода. Отметим, что место соединения коаксиальной линии с волноводом представляет собой неоднородность и приводит к появлению отраженной волны в коаксиальной линии. Для компенсации этой отраженной

волны расстояние l делают несколько отличающимся от Λ/4. Как показывает анализ [14], увеличение диаметра вибратора позволяет уменьшить частотную зависимость активной составляющей входного сопротивления в месте  соединения  коаксиальной  линии  с волноводом и снизить величину его реактивной составляющей. Это способствует  широкополосному  согласованию возбудителя   с   коаксиальной   линией. Наибольшую электрическую прочность и наибольшую полосу согласования удается получить при использовании возбудителя пуговичного типа (рис. 13.6), где для расширения полосы согласования применен изменяющийся диаметр вибратора и дополнительный согласующий элемент- индуктивная диафрагма.

В тех случаях, когда в качестве рабочего типа волны в волноводе применяется один из высших типов волн, для подавления более низших типов волн в таком волноводе используют специальные устройства -так называемые фильтры типов волн. Обычно для подавления нежелательного типа волны в плоскости поперечного сечения волновода размещают один или несколько тонких металлических проводников, параллельных линиям электрического поля подавляемой волны (рис. 13.7). Энергия, переносимая по волноводу нежелательной волной, отражается от проводников обратно. Как правило, подобные фильтры включают в конструкцию возбуждающего устройства. На рис. 13.8 показано устройство для возбуждения волны Н₂о в прямоугольном волноводе. Используются два электрических вибратора, введенные в места, где должны находиться пучности электрического поля волны Н₂о. Длины отрезков коаксиальной линии от точки разветвления до точек соединения с вибраторами выбирают отличающимися на λ/2. В этом случае, при распространении волны по коаксиальной линии, токи в вибраторах будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π. При этом в волноводе будут эффективно возбуждаться волны Н₂о, Я₄₀,... и затруднено возбуждение волн с нечетным первым индексом Н₁₀, Н₃о..... Выбором размеров волновода

создают предельный режим для всех волн, кроме Н₂₀ и Н₁₀. Металлическая пластина, помещенная посередине волновода параллельно его узким стенкам, предотвращает распространение нежелательной в данном случае волны Н₁₀. На расстоянии l=Λ/4(Λ-длина волны Н₂о в волноводе) помещают металлическую пластину, обеспечивающую режим короткого замыкания на конце волновода. На рис. 13.9 показана конструкция возбуждения волны Н₁₁, а на рис.13.10-волны Е₀1 в круглом волноводе. В конструкции рис. 13.9 перпендикулярно оси волновода на расстоянии l=Λ/4(Λ-длина волны Н₁₁ в круглом волноводе) от вибратора устанавливается металлическая пластина.

Возбуждение с помощью малой рамки. Одна из возможных схем возбуждения волны Ню в прямоугольном волноводе показана на рис.13.11. Малая рамка (рис. 13.4, б), радиус которой много меньше длины волны, вводится в середине широкой стенки так, что ее плоскость параллельна узким стенкам волновода. При распространении ТЕМ-волны по коаксиальной линии в рамке протекает ток. Примерная картина магнитных силовых линий, возникающих при этом в волноводе, показана на рис.13.11. Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы, то рамка будет создавать в волноводе две волны Ню, бегущие в разные стороны. При этом на одинаковом расстоянии от рамки векторы Н этих волн будут иметь одинаковые амплитуды и фазы, а векторы Е будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на π. Чтобы энергия, поступающая в волновод, направлялась в одну сторону, в волноводе на

расстоянии l=nΛ/2(n=1,2,3,...) от рамки устанавливают перпендикулярно его оси металлическую пластину. Обычно выбирают l = l_тiп=Λ/2.

На рис. 13.12 показана еще одна схема возбуждения волны Н₁₀: рамка вводится через узкую стенку, а ее плоскость совпадает с плоскостью поперечного сечения. Там же показана примерная картина силовых линий магнитного поля, возникающего вблизи рамки при протекании по ней электрического тока. В этом случае векторы Е волн Н₁₀, распространяющихся в разные стороны от рамки, на одинаковом расстоянии от нее будут иметь равные амплитуды и фазы. Поэтому обычно величина l выбирается равной l_min =Λ/4.

Возбуждение с помощью отверстия связи. При конструировании ряда волноводных устройств для обеспечения связи между двумя волноводами используют малые (диаметр значительно меньше длины волны) отверстия в их общей стенке. Такие отверстия незначительно нарушают структуру поля распространяющейся по волноводу волны. В первом приближении можно считать, что через малое отверстие в стенке волновода ответвляется нормальная к плоскости отверстия составляющая электрического поля и касательная - магнитного поля, существующих в волноводе. На рис. 13.13 показана связь двух прямоугольных волноводов, работающих в одноволновом режиме, через отверстие в общей узкой стенке, вблизи которой существует лишь продольная составляющая магнитного поля волны Н₁₀. Сопоставление рис. 13.12 и рис. 13.13 показывает весьма значительное сходство между структурами ответвляющегося магнитного поля и магнитного поля, создаваемого рамкой. Поэтому возбуждение через отверстие (см. рис. 13.13) эквивалентно возбуждению с помощью рамки (см. рис.13.12). В общем случае, когда через отверстие ответвляются как электрические, так и магнитные силовые линии (например, отверстие прорезано в общей широкой стенке волноводов), возбуждение через отверстие эквивалентно одновременному возбуждению электрическим излучателем и рамкой.

13.3. ТРАНСФОРМАТОРЫ ТИПОВ ВОЛН. ВРАЩАЮЩИЕСЯ СОЧЛЕНЕНИЯ

В трактах СВЧ могут использоваться отрезки линий передачи разного типа. Поэтому весьма распространенными узлами трактов являются трансформаторы типов волн, иногда называемые переходами с одной линии передачи на другую. Такие устройства, располагающиеся между соединяемыми линиями разных типов или между линиями одного типа, имеющими разные размеры поперечного сечения, должны эффективно преобразовывать волну одного типа в волну другого типа или волну одного типа в волну того же типа, но с другими параметрами. Эти устройства должны обеспечить допустимое согласование с подключаемыми линиями в требуемой полосе частот, высокий КПД и необходимую электрическую прочность. Поэтому подобные двухплечные устройства могут быть представлены эквивалентным взаимным четырехполюсником. В идеальном случае это согласованный четырехполюсник, описываемый матрицей ||S|| (12.43) при N=2, где S₁₁= S₂₂ = 0 и S₁₂ = S₂₁=exp(-iφ). Фазовый сдвиг φ возникающий между волнами на входе и выходе трансформатора, зависит от выбора плоскостей отсчета фаз в его входном и выходном плечах. Подобные переходы (многоступенчатые и плавные) между линиями одного типа, работающими на основном типе волны, но имеющими разные размеры поперечного сечения, рассматривались в гл.12. Отметим, что описанные ранее устройства (см. рис. 13.5-13.12) представляют собой трансформаторы ТЕМ-волны, распространяющейся в коаксиальной линии, в одну из волн прямоугольного или круглого волновода. Иногда такие устройства называют коаксиально-волноводными переходами.

Если прямоугольный и круглый волновод работают в одноволновом режиме на низшем типе волны, то для перехода от одного волновода к другому чаще всего используют плавный переход с постепенной деформацией формы поперечного сечения от прямоугольной к круглой (см. рис.13.14). При длине такого перехода l>Λ, волны высшего типа практически не возбуждаются и волна Н₁₀ плавно трансформируется в волну Н_11. При этом полоса согласования перехода получается весьма широкой (см. гл.12).

Переходы между коаксиальной линией и полосковыми линиями (СПЛ или МПЛ), работающими на низшем типе волны, как правило, строятся по схемам, изображенным на рис. 13.15 и 13.16 и называемым соосной (см. рис. 13.15) или перпендикулярной (см. рис. 13.16). Обозначения поперечных размеров СПЛ (см. рис. 13.15) и МПЛ (рис.13.16) те же, что и на рис.10.39 и 10.45 соответственно. Волновые сопротивления сочленяемых линий делают одинаковыми. Внутренний диаметр внешнего проводника коаксиальной линии обычно выбирают равным b при переходе на СПЛ (рис. 13.15) или 2Л при переходе на МПЛ (рис. 13.16). Для расширения полосы согласования соосной конструкции (рис. 13.15) используют плавный переход от внутреннего проводника коаксиальной линии к полоске СПЛ. Согласование перпендикулярной конструкции (рис.13.16) обеспечивается подбором металлического стержня 2R₁ вводимого в МПЛ, диаметра отверстия D в экране МПЛ, а также подбором длины согласующего шлейфа l_шл, разомкнутого на конце.

Вращающиеся сочленения необходимы в тех случаях, когда энергия электромагнитных волн передается от неподвижного передатчика к антенне, вращающейся в горизонтальной или вертикальной плоскости. Эти сочленения следует выполнять так, чтобы уровень мощности, поступающий в антенну, не зависел от ее углового положения. Для этого в конструкции таких сочленений используют линии передачи, энергию по которым переносят волны со структурой поля, обладающей осевой симметрией. Этому требованию удовлетворяют коаксиальная линия с ТЕМ-волной, круглый волновод с волной Н₁₁, имеющей круговую поляризацию электрического поля. Одна из возможных конструкций вращающегося сочленения схематически изображена на рис. 13.17. Мощность, переносимая волной Н₁₀ по прямоугольному волноводу, через коаксиально-волноводный переход поступает в коаксиальную линию. Центральный проводник коаксиальной линии поддерживается с помощью двух Т-изоляторов, представляющих собой четвертьволновые короткозамкнутые коаксиальные шлейфы, включенные параллельно основной линии. Входное сопротивление шлейфов значительно больше волнового сопротивления основной коаксиальной линии, поэтому Т-изоляторы слабо влияют на передачу энергии по коаксиальной линии при условии, что устройство работает в сравнительно узкой полосе частот. Через второй коаксиально-волноводный переход мощность из коаксиальной линии поступает в прямоугольный волновод на выход вращающегося сочленения. Между подвижной частью 2 (рис. 13.17) и неподвижной 1 включено дроссельное сочленение, благодаря чему сохраняется хороший электрический контакт между вращающейся и неподвижной частями устройства даже при наличии небольшого зазора в сечении АА (рис. 13.17). Аналогично строятся вращающие сочленения с использованием круглого волновода.

13.4. УСТРОЙСТВА, ПРЕДНАЗНАЧЕННЫЕ ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ ПЕРЕДАВАЕМОЙ МОЩНОСТЬЮ

13.4.1. Аттенюаторы

В процессе настройки и измерения параметров различных устройств возникает необходимость в регулировке уровня мощности, передаваемой по тракту, либо в развязывающих устройствах, ослабляющих реакцию нагрузки на генератор. Устройства, выполняющие подобные функции, называют аттенюаторами (ослабителями). Такие устройства, имеющие, как правило, два плеча, характеризуются вносимым затуханием Н_зат=1Оlg(Р_вх/Р_Вых), где Р_вх и Р_Вых- мощности на входе и выходе аттенюатора соответственно. В регулируемых аттенюаторах N_зат может меняться плавно или принимать ряд дискретных значений (плавные или дискретные аттенюаторы). При конструировании реальных аттенюаторов обычно требуют, чтобы затухание N_зат в рабочей полосе частот оставалось постоянным, обеспечивалось требуемое согласование аттенюатора с подводящими линиями передачи, а фазовый сдвиг φ, получаемый волной при прохождении через аттенюатор, был пропорционален частоте. Поэтому подобные двухплечные устройства могут быть представлены эквивалентным взаимным четырехполюсником, описываемым матрицей || S || (12.43) при N=2. В идеальном случае это согласованный четырехполкх> ник, элементы матрицы ||S|| которого равны S₁₁=S₂₂=0, S₁₂ = S₂₁

В волноводных трактах обычно используют два типа аттенюаторов: поглощающие и предельные. В поглощающих часть входной мощности рассеивается внутри аттенюатора, а оставшаяся часть поступает на его выход. На рис. 13.18 схематично показана одна из возможных конструкций поглощающего аттенюатора. Она состоит из отрезка прямоугольного волновода, работающего в одноволновом режиме, в который помещается параллельно линиям электрического поля тонкая диэлектрическая пластина, покрытая слоем поглощающего материала (графит,слой металла, толщина которого меньше глубины проникновения, и т.д.). Для

уменьшения отражений концы пластины заостряют. Под влиянием электрического поля в поглощающем слое возникает ток проводимости, что вызывает увеличение затухания распространяющейся волны. Поскольку амплитуда вектора Е волны Н₁₀ изменяется вдоль широкой стенки, то, перемещая пластину в этом направлении, можно в широких пределах изменять величину вносимого затухания N_зат. Максимальное вносимое затухание получается при расположении пластины в центре широкой стенки, а минимальное-вблизи узкой. При фиксированном положении пластины величина N_зат зависит от длины пластины, параметров диэлектрика и свойств поглощающего материала. К недостаткам таких аттенюаторов можно отнести: зависимость N_зат от частоты; изменение фазового сдвига φ, получаемого волной при распространении со входа на выход, при изменении вносимого затухания, поскольку перемещение пластины в поперечной плоскости вызывает изменение фазовой скорости распространяющейся волны; изменение вносимого затухания со временем из-за старения материалов.

Предельный аттенюатор обязательно содержит отрезок волновода, размеры которого выбраны так, что он является предельным для всех типов волн. В такой отрезок (рис.13.19) на некотором расстоянии l друг от друга вводятся два электрических или магнитных вибратора, один из которых подсоединяется к источнику электромагнитных колебаний, а другой соединяется с нагрузкой. Мощность, поступающая от источника, вызывает токи в первом вибраторе, что приводит к возбуждению разных типов волн в волноводе (см.13.2). Однако в данном случае для каждого возбуждаемого типа вдоль волновода устанавливается стоячая волна с экспоненциальным убыванием амплитуды вдоль волновода Е_вых=Е_оехр(-α l), где E_вых-амплитуда напряженности электрического поля в месте расположения приемного вибратора, а Е_о-в месте расположения возбуждающего вибратора,

- критическая длина волны возбуждаемого типа, обычно волны Ню. Электромагнитное поле возбужденной волнывызывает ток в приемном вибраторе, вследствие чего часть входной мощности поступает в нагрузку. Поскольку величина тока в приемном вибраторе пропорциональна величине Е_вых, то величина мощности, поступающей в нагрузку, зависит от l. Перемещением приемного вибратора вдоль волновода можно менять величину мощности, поступающей

в нагрузку, остальная мощность отражается от входа аттенюатора, т.е. регулирование мощности на выходе такого аттенюатора осуществляется за счет изменения уровня отражений от его входа.

В полосковых трактах обычно применяют дискретные ступенчатые аттенюаторы на сосредоточенных резисторах. Каждая ступень аттенюатора, как правило, имеет вид или Т- или П-образного соединения активных сопротивлений, ко входу и выходу которого подключены подводящие полосковые линии с волновым сопротивлением Z_B. На рис.13.20 и 13.21 показаны эквивалентные схемы ступени. По известным величинам Z_B, R ₁ иR ₂с помощью (12.52) или (12.53) нетрудно найти матрицу сопротивлений | |Z|| или матрицу проводимостей ||Y| |, а по (12.47) или (12.48)-матрицу рассеяния. ||S|| для рассматриваемых схем (рис.13.20 и 13.21). Используя найденные элементы матрицы || S ||, определяют согласование на входе схемы KBB=(1-|S_1l)/(1 + |S₁₁|) и вносимое схемой затухание Nзат=10lg (1/| S₂₁ |²). Используя полученные формулы для КБВ и Nзат, несложно получить следующие формулы (формулы синтеза) для определения величины резисторов исходя из требуемого вносимого затухания ступени N_зат и обеспечения согласования с подводящими линиями (КБВ=0):

Следует отметить, что сосредоточенные резисторы применяют в полосковых конструкциях устройств диапазона СВЧ на частотах вплоть до 12... 18 ГГц. Однако на частотах выше 1...2 ГГц используют специальные конструкции резисторов, называемые ЧИП-резисторы [49]. Это элементы, специально разработанные для применения в микрополосковых линиях в составе гибридных интегральных схем. Такой резистор представляет собой весьма малую диэлектрическую пластину, на которую нанесены резистивный слой (поглощающая пленка) и контактные площадки (рис.13.22). Например, один из типичных размеров  пластины

1x1x0,6 мм, при этом размер участка с резистивным слоем 0,5x1 мм, а контактных площадок 0,25x1 мм. Столь малые размеры и позволяют рассматривать такие элементы в качестве сосредоточенных резисторов на частотах до 12...18 ГГц. На рис. 13.23 показана микрополосковая конструкция Т-звена с использованием ЧИП-резисторов. Иногда ступень выполняется в виде отдельного ЧИП, при этом Т- или П-образная схема размещается на подложке малых размеров, где имеется три вывода (контактные площадки) для установки на полосковую плату. Используя набор отдельных ступеней с разными вносимыми затуханиями, можно построить дискретный аттенюатор, обеспечивающий ряд фиксированных значений вносимого затухания, отличающихся на постоянную величину ∆N_зат, называемую дискретом затухания. Управление такими аттенюаторами обычно осуществляется с помощью электрически управляемых переключателей на p-i-n диодах (см. 13.5).

13.4.2. Тройники

Тройником называется трехплечное устройство (шестиполюсник), образованное сочленением трех отрезков линии передачи. Такое устройство описывается матрицей || S || (12.43) при N= 3. Тройники обычно используют либо для деления мощности входного сигнала на две «(в общем случае неравные части), которые передаются по отдельным линиям передачи, либо для сложения и передачи по одной линии сигналов, создаваемых двумя источниками. В зависимости от типа сочленяемых линий тройники называют волноводными, коаксиальными, полосковыми, коаксиально-волноводными, коаксиально-полосковыми и т.д. Наиболее часто применяют Т-образные тройники (рис.13.24) (продольные оси двух отрезков линии совпадают, а ось третьего перпендикулярна к ним) и Y-сочленения (угол между продольными осями соседних отрезков линии равен 120°) (рис. 13.25). Для волноводных тройников используют, кроме того, дополнительную классификацию. Если

разветвление волноводов происходит в плоскости, параллельной продольным осям линий и вектору Е в каждой из них, тройник называют Е-плоскостным, а если в плоскости, параллельной продольным осям и вектору Н в каждой из них-то Н-плоскостным. Волноводные Е-плоскостной и W-плоскостной Т-тройники, а также Н-плоскостное У-сочленение прямоугольных волноводов показаны на рис. 13.26 и 13.27 и 13.25 соответственно. На рис. 13.24 изображен микрополосковый Т-тройник.

Рассмотрим принцип действия волноводного Н-плоскостного Т-тройника (рис. 13.27). Все волноводы имеют одинаковые поперечные размеры и рассчитаны на одноволновый режим. Пусть в плече 1 распространяется волна Н₁₀, переносящая мощность Р, Эта волна возбуждает поле в области разветвления волноводов и частично отражается обратно в плечо 1. Примерная структура силовых линий возбуждаемого магнитного поля в области разветвления показана на рис. 13.28. При этом, поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в них возбуждаются волны Н₁₀, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды и фазы на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника (см. возбуждение прямоугольного волновода рис. 13.12 или 13.13). Для устранения отраженной волны в плече 1 в тройник параллельно вектору Е вводят индуктивный штырь, как показано на рис. 13.27. Штырь создает в плече 1 дополнительную отраженную волну, компенсирующую первую. Полную компенсацию обеспечивают, подбирая величины d и t (см. рис. 13.27).

В согласованном таким образом тройнике мощность Р₁ поровну делится между выходными плечами 2 и 3, т.е. Р₂=Рз=Р₁/2. Имеет место и обратное явление: если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны H₁₀ с одинаковыми амплитудами и фазами векторов Е, то мощности, переносимые  волнами, сложатся  и поступят в плечо 1. При подаче мощности в плечо 2 тройника мощности на выходах плеч 1 и 3 уже не будут равны друг другу из-за их несимметричного относительно плеча 2 расположения. Кроме того, в плече 2 появится отраженная волна, т.е. тройник, согласованный со стороны плеча 1, будет рассогласован со стороны второго и третьего плеч [46]. Очевидно, что из всех возможны  конструкций H-тройников только Y-сочленение (см. рис.13.25) обеспечивает равное деление мощности между выходными плечами при возбуждении любого из трех плеч.

Если в плече 1 волноводного Е-плоскостного Т-тройника (см. рис. 13.26) возбудить волну Н₁₀, переносящую мощность Р₁ то эта волна, частично отражаясь, будет возбуждать поле в области разветвления. Примерная структура силовых линий вектора Е, возникающего в области разветвления, показана на рис. 13.29. При этом в плечах 2 и 3 возбуждаются волны Н₁₀, векторы Е которых имеют одинаковые амплитуды, а их фазы отличаются на п на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника. Для компенсации отраженной волны в плече 1 создают дополнительную отраженную волну, помещая в это плечо индуктивную диафрагму (см. рис. 13.26) и подбирая ширину щели в диафрагме и расстояние от диафрагмы до разветвления. В согласованном таким образом тройнике входная мощность Р₁ делится пополам и поступает на выходы плеч 2 и 3. Имеет место и обратное явление. Если в плечах 2 и 3 одновременно возбудить волны Н₁₀, векторы Е которых на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии тройника будут иметь одинаковые амплитуды, а их фазы будут отличаться на я, то в области разветвления образуется электромагнитное поле, примерная структура силовых линий вектора Е которого показана на рис. 13.29. При этом в плече 1 будет возбуждаться волна Н₁₀, переносящая мощность, равную суммарной мощности, поступающей в плечи 2 и 3.

Волноводные тройники могут строиться из волноводов разных типов. На рис. 13.30 показан волноводный Т-тройник, образованный отрезками прямоугольного и круглого волноводов, работающих на низшем типе волны. Такой тройник обладает рядом интересных свойств. При возбуждении волны Н₁₀ в плече 1 в области разветвления возникает структура электрического поля, показанная на рис.13.31,а. Поскольку плечи 2 и 3 расположены симметрично относительно плеча 1, в круглом волноводе возбуждаются две волны H_11, бегущие в разные стороны от разветвления и имеющие одинаковые амплитуды и фазы векторов Е₂ на одинаковом расстоянии от плоскости симметрии. При этом плоскость поляризации векторов Е₂ волн Н₁₁ в центре круглого волновода перпендикулярна продольной оси волновода плеча 1. Подобный тройник можно использовать в качестве трансформатора волны Н₁₀ прямоугольного волновода в волну Н₁₁ круглого, если в плече 3 установить коротко замыкающую пластину на расстоянии Λ/4 от центра разветвления (см. коаксиально-волноводный переход рис.13.5), где Λ-длина волны Н₁₁ в круглом волноводе. Если, в тройнике (см. рис.13.30) возбудить в плече 2 волну Н₁₁, для которой вектор Е₁ в центре волновода параллелен продольной оси прямоугольного волновода, то мощность, переносимая этой волной, в плечо 1 ответвляться не будет. Примерная картина силовых линий вектора электрического поля, возникающего при этом в области разветвления волноводов, показана на рис. 13.31, б. В этом случае волна Н₁₀ в плече 1 не возбуждается. Поэтому мощность со входа 2 проходит в плечо 3 и частично отражается от области разветвления в плечо 2. Для устранения отражений в щели в месте сочленения волноводов располагают тонкие металлические провода (см. рис.13.30). Этим уменьшается влияние щели на распространение волны Н₁₁ с поляризацией Е₁ .В то же время провода практически не влияют на передачу мощности из прямоугольного волновода в круглый, поскольку вектор Е как в прямоугольном волноводе, так и в круглом (для поляризации Е₂) перпендикулярен им.

Рассмотрим полосковые и коаксиальные тройники. На рис. 13.32 показана приближенная эквивалентная схема такого тройника. Пусть волновые сопротивления линий, образующих плечи 1, 2 и 3, равны Z_B1, Z_B2 и Z_B3 соответственно. Предположим, что в плече 1 распространяется низшая волна, переносящая мощность P_1, а плечи 2 и 3 нагружены на согласованные нагрузки. Поскольку линия, образующая плечо 1, в точках разветвления (рис. 13.32) нагружена на параллельное

соединение входных сопротивлений линий, образующих плечи 2 и 3, и равных их волновым сопротивлениям, то условие отсутствия отраженной волны от места соединения линий можно записать в виде 1/Z_b1 = 1/Z_b2 ⁺ 1/Z_b3. Мощность, переносимая по линии TEM-волной, обратно пропорциональна волновому сопротивлению линии (12.2), поэтому, поскольку линии в плечах 2 и 3 подключены параллельно, отношение мощностей, поступающих на выходы 2 и 3 плеч, будет равно P₂/P₃=Z_B3/Z _{B3 .}Если обозначить Р₂/Рз=т, то записанные выше соотношения позволяют найти Z_B2 и Z_b3, при которых для заданных Z_B1 и т входная мощность полностью поступает в выходные плечи: Z_B2=Z_B1(m + 1)/m и Z_B3 = =Z_B1(m + 1). При равном делении входной мощности (m = 1) имеем Z_B2=Z_b3 = 2Z_b1. На рис.13.24 показана конструкция микрополоскового тройника. Отметим, что для рассматриваемой конструкции эквивалентная схема (см. рис. 13.32) не учитывает влияние неоднородности, возникающей в месте разветвления микрополосковых линий, на распространение волн. Обычно влияние неоднородности незначительно, если геометрические размеры области разветвления много меньше длины волны. Для построения уточненной эквивалентной схемы тройника (рис. 13.24) следует в схему (рис. 13.32) включить эквивалентную схему неоднородности, приведенную в [36]. Если требуется, чтобы волновые сопротивления всех линий, подключаемых к плечам тройника, были одинаковы и равны Z_B, то между местом разветвления и выходами плеч 2 и 3 включают трансформирующие отрезки линии передачи с волновыми сопротивлениями Z_Tp1 и Z_Tp2 соответственно (рис.13.33), причем длина каждого отрезка равна Λ ₀/4, где Λ _о-длина волны в линии, образующей трансформатор, на расчетной частоте f₀. Для обеспечения требуемого коэффициента деления мощности т и отсутствия отраженной волны в плече 1 на частоте

нении рабочей частоты f от f₀ во входном плече 1 появляется отраженная волна, т.е. появляется рассогласование. Полоса согласования тройника со стороны плеча 1 при т = 1 будет такая же, как и у четвертьволнового трансформатора, согласующего активные сопротивления, отличающиеся в 2 раза (см. гл.12).

Для расширения полосы согласования со стороны плеча 1 используют несколько трансформирующих ступеней (см. ступенчатый переход гл.12) [33]. При этом можно обеспечить или максимально плоскую или чебышевскую АЧХ согласования. При подаче сигнала в плечо 1 (рис.13.33) фазы сигналов, поступающие на выход плеч 2 и 3, будут одинаковыми независимо от коэффициента деления т и рабочей частоты f.

Как показано в [46], реактивные шестиполюсники, к которым относятся рассматриваемые конструкции (рис.13.24 и 13.33), не могут быть одновременно согласованными со стороны всех плеч, т.е. если обеспечить S₁₁ = 0, то S₂₂≠0 и S₃₃≠0. Кроме того, для таких устройств S₂₃≠0, т.е. между плечами 2 и 3 существует связь. Однако в некоторых применениях к тройникам предъявляют ряд дополнительных требований: обеспечение согласования со стороны всех плеч (S₁₁ = S₂₂=S₃₃=0) и обеспечение развязки (отсутствие связи) между выходными плечами 2 и 3 (S₂₃=S₃₂=0). Например, если тройник используется для сложения мощностей от двух генераторов, работающих на одной частоте. В этом случае стабильная работа генераторов наблюдается при отсутствии отраженных волн от входов тройника и отсутствии взаимной связи между ними. Кроме того, в случае если тройник используется для деления входной мощности, то развязка между плечами 2 и 3 устраняет взаимную связь между несогласованными нагрузками, подключенными к ним.

Для обеспечения согласования со стороны всех плеч и развязки между плечами 2 и 3 в схему тройника (см. рис.13.33) вводят поглощающие элементы, чаще всего сосредоточенные резисторы (см. рис.13.34), называемые балластными сопротивлениями. Поскольку электрические расстояния от плеча 1 до точек А и В, к которым подключен резистор, равны, при возбуждении плеча 1 в точках А и B устанавливаются одинаковые потенциалы и ток через резистор отсутствует, т.е. резистор не влияет на передачу мощности из плеча 1 в плечи 2 и 3. При возбуждении плеча 2 мощность в плечо 3 поступает двумя путями: через резистор и через два четвертьволновых трансформатора, т.е. в плече 3 возбуждается две волны. Одинаковые амплитуды

этих волн обеспечиваются выбором величины резистора R_6aл. Если расстояние между точками А и В сделать достаточно малым по сравнению с длиной волны (обычно трансформаторы изгибаются для сближения их концов), то сдвиг по фазе волн в плече 3 будет близок к π из-за разных путей, проходимых волнами. Поэтому волны в плече 3 компенсируют друг друга и мощность из плеча 2 не поступает в плечо 3, она частично проходит в плечо 1 и частично рассеивается в резисторе. Для полного согласования тройника и получения идеальной развязки между  плечами  2  и  3  его  параметры  следует  выбирать  по

требуется обеспечить одинаковые волновые сопротивления подводящих линий Z_b1=Z_b2=2_b3⁼Z_b при неравном делении (m≠1), применяют дополнительные четвертьволновые трансформаторы (рис.13.35). Формулы для расчета подобной схемы можно найти в [30]. Отметим, что в рассмотренных схемах идеальное согласование плеча 1 и идеальная развязка между выходными плечами будут лишь на расчетной частоте, для которой длины всех трансформаторов равны Λ о/4. Кроме того, рассмотренные тройники обеспечивают деление входного сигнала в заданном отношении т и синфазные выходные сигналы на любой частоте рабочего диапазона. Более подробные сведения о частотных характеристиках полосковых тройников можно найти в [40]. Аналогично конструируются тройники из отрезков коаксиальной линии.

13.5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ

Фазовращатели -это устройства, служащие для изменения фазы  электромагнитной  волны,   поступающей  на  их вход.   На практике применяют проходные и отражательные фазовращатели. Проходной фазовращатель является двухплечным устройством. В идеальном случае электромагнитная волна должна проходить со входа на выход такого устройства без отражений и затухания, получая лишь фазовый сдвиг ∆φ. В этом случае фазовращатель можно представить в  виде эквивалентного четырехполюсника, матрица ||S|| которого определяется формулой (12.43) при N=2, где   S₁₁ = S₂₂ = 0;   S₁₂ = S₂₁ = exp(-i∆φ).   Отражательный   фазовращатель является одноплечным устройством, которое в идеальном случае полностью отражает электромагнитную волну, поступающую на его вход. При этом фаза отраженной волны изменяется на ∆φ по отношению к фазе падающей волны. Такой фазовращатель можно представить в виде эквивалентного двухполюсника, описываемого коэффициентом отражения на входе Г=exp(-i∆φ). Фазовый сдвиг, вносимый фазовращателем, может быть или фиксированным или управляемым. В фазовращателях с регулируемым фазовым сдвигом величина ∆φ может изменяться плавно (плавные или аналоговые фазовращатели) или скачкообразно (дискретные фазовращатели). Управление вносимым фазовым сдвигом обычно осуществляют или механическим, или электрическим путем. В механических фазовращателях изменение вносимого фазового сдвига  происходит  вследствие  перемещения отдельных элементов конструкции, а в электрических - под воздействием подаваемых электрических сигналов.

Простейшим фазовращателем проходного типа является отрезок линии передачи длиной l, проходя который электромагнитная волна получает фазовый сдвиг ∆φ = 2πl /Λ. Для изменения ∆φ можно или изменять длину отрезка l, или изменять величину фазовой скорости волны в пределах отрезка, т.е. изменять электрическую   длину   отрезка l/Λ.   На  рис. 13.36  изображена схема   проходного   механического плавного фазовращателя, построенного на основе коаксиальной  линии:   Перемещением подвижной   части    изменяется длина линии между входом и выходом устройства. Для устранения

отражений проходящей волны скользящие контакты во внешнем и внутреннем проводниках разнесены, что позволяет обеспечить одинаковое волновое сопротивление Z_B во всех сечениях линии независимо от положения подвижной части. Компенсация отражений в местах скачкообразного изменения диаметров внешнего и внутреннего проводников коаксиальной линии обеспечивается последовательным включением коротких отрезков ∆ l коаксиальной линии с большей величиной волнового сопротивления, чем Z_B. Эквивалентной схемой таких отрезков является последовательно включенная индуктивность (см. табл.12.1), величина которой подбирается так, чтобы компенсировать влияние емкости в эквивалентной схеме стыка коаксиальных линий с разными размерами металлических проводников [33].

Изменение фазовой скорости волны, распространяющейся по отрезку линии, можно обеспечить с помощью изменения параметров  среды,   заполняющей   этот  отрезок.   При   этом   можно изменять вносимый фазовый сдвиг, не изменяя длину отрезка линии. Пусть в прямоугольный волновод, по которому распространяется волна Н₁₀, введена тонкая диэлектрическая пластина длиной l параллельно боковым стенкам волновода (см. рис.13.18). Для уменьшения отражений концы пластины заострены. В этом случае на участке волновода, содержащем пластину, структура электромагнитной волны несколько изменится, поскольку электромагнитное поле появится внутри пластины. При этом часть мощности будет переноситься внутри пластины, а часть  -в окружающем ее воздухе. Из-за этого скорость распространения волны на участке волновода с пластиной V_ф будет меньше, чем скорость распространения волны V_ф0 в незаполненном волноводе. Это явление можно учесть при вычислении фазовой скорости волны в волноводе с пластиной по формуле (9.14), если в ней заменить ε на эффективную относительную диэлектрическую проницаемость . Анализ волн в прямоугольном волноводе, частично заполненном диэлектриком [48],  показывает, что ε_rЭф увеличивается с увеличением ε _r пластины и ее толщины. Кроме того, поскольку  амплитуда  вектора Е  волны   Н₁₀  изменяется   вдоль широкой стенки волновода по синусоидальному закону, то, изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, можно изменять ε_rЭф примерно от 1 (пластина расположена вблизи узкой стенки, где амплитуда вектора Е близка к нулю, поэтому мощность, переносимая  волной  внутри  пластины,  равна нулю) до  некоторой максимальной величины (пластина расположена в середине широкой стенки, где амплитуда вектора Е максимальна, поэтому максимальна и энергия, переносимая волной внутри пластины). Конструкция   плавного  волноводного  фазовращателя  близка   к

Конструкции поглощающего аттенюатора (см.рис.13.18.) и отличается от нее только тем, что на диэлектрической пластине фазовращателя отсутствует поглощающий слой. Плавно изменяя расстояние от пластины до узкой стенки, удается плавно изменять вносимый фазовый сдвиг, причем наибольшая величина ∆φ будет при размещении пластины в середине широкой стенки волновода.

Фазовращатели с электрическим управлением могут быть выполнены на коммутационных диодах СВЧ, на намагниченных ферритах (см.14.3.3) или на сегнетоэлектрических элементах [49]. Наибольшее распространение получили дискретные фазовращатели на коммутационных диодах. Использование полупроводниковых элементов и микрополосковой линии передачи позволяет выполнять конструкции фазовращателей на основе печатных плат или включать в состав интегральных схем СВЧ. В качестве коммутационных диодов обычно используют р-i-n-диоды. Структура такого диода является трехслойной (рис. 13.37, а): между хорошо проводящими полупроводниковыми слоями с дырочной (слой р) и электронной (слой п) проводи мостя ми расположен достаточно широкий слой с низкой проводимостью, близкой к собственной проводимости полупроводника (слой i). Торцевые поверхности диода металлизируют и используют в качестве выводов. Если к диоду приложить постоянное напряжение, называемое смещением, так, что плюс источника смещения соединен с слоем р, а минус - со слоем п, то сопротивление слоя i, а значит, и всего диода резко уменьшится за счет поступления в этот слой электронов из слоя п и дырок из слоя р. Такое смещение называют прямым. При приложении к диоду обратного смещения (плюс источника смещения соединен со слоем п) сопротивление диода резко возрастает, поскольку все постоянное напряжение оказывается приложенным к слою i, где создается сильное электрическое поле, способствующее удалению свободных зарядов из этого слоя. Поэтому если к диоду одновременно приложить смещение и достаточно малое переменное напряжение высокочастотного сигнала, то для последнего диод будет вести себя по-разному в зависимости от полярности смещения: при прямом смещении диод обладает малым активным сопротивлением R+(несколько Ом) и его можно представить в виде эквивалентной схемы (рис.13.37, б), где L_s учитывает индуктивность выводов диода; при обратном смещении активное сопротивление диода R_ достаточно велико (несколько кОм) и его можно представить в виде эквивалентной схемы (рис .13.37,в) ,где Сi учитывает общую емкость диода в этом состоянии (обычно величина С,= 0,3...1 пФ). В настоящее время разработано большое число конструкций p-i-n диодов, предназначенных для работы в разных типах линий передачи при различных уровнях передаваемой мощности [50].

На основе р-i-п диодов строятся схемы переключателей, устройств, имеющих одно входное плечо и несколько выходных. Прикладывая прямое или обратное смещение к p-i-n диодам, удается высокочастотный сигнал, подаваемый на вход переключателя, передать полностью в одно (любое) из выходных плеч. На рис.13.38 показана эквивалентная схема двухканального переключателя с последовательным включением p-i-n диодов. При подаче прямого смещения на один диод и обратного на другой входная линия оказывается подключенной к выходу с открытым диодом. Существуют схемы переключателей с параллельным включением диодов [51].

Рассмотрим построение проходного дискретного фазовращателя на p-i-n диодах. Это устройство, в котором в результате воздействия управляющего сигнала на один или несколько p-i-n диодов происходит скачкообразное изменение вносимого фазового сдвига для распространяющейся волны без изменения ее амплитуды. Как правило, такой фазовращатель позволяет изменять вносимый фазовый сдвиг в пределах от 0 до 2π с дискретом δφ. При этом число различных фазовых состояний p = 2π/δφ, a вносимый фазовый сдвиг в k-м состоянии равен ∆φ_k=k•δφ, где k= = 0,1, ...,р-1. Фазовращатель можно построить, например, в виде каскадного соединения т проходных фазовращателей (рис.13.39), каждый из которых создает лишь два значения вносимого фазового сдвига 0 или тс/2^q-1, где q = 1,2.....т. Количество каскадов можно определить по формуле т = log₂ [2π/∆φ].

На рис.13.40 показана эквивалентная схема дискретного фазовращателя на переключаемых отрезках линии. Схема обеспечивает два значения вносимого фазового сдвига. Она состоит из двух отрезков линии разной длины l₁ и l₂, подключаемых к основной линии с помощью двух двухканальных переключателей на p-i-n диодах (см. рис.13.38). Если к диодам D₁ и D₂ приложено прямое, а  к диодам D₃ и D₄ обратное  смещение, то  высокочастотный сигнал со входа фазовращателя

поступает на его выход через отрезок l ₁, а при изменении смещения на всех диодах- через отрезок l ₂. В этом случае при изменении смещения на диодах вносимый фазовый сдвиг изменяется на величину 2π(l ₂- l ₁)/ Λ, т.е., подбирая длину отрезков, можно обеспечить требуемые значения вносимого фазового сдвига. Существуют и иные схемы проходных фазовращателей на p-i-n диодах, обеспечивающие лишь два значения вносимого фазового сдвига [51].

Отметим, что были рассмотрены .базовые схемы переключателей и фазовращателей на p-i-n диодах. При реализации практических конструкций эти схемы могут быть дополнены другими элементами, например элементами для подачи смещения на диоды, элементами, компенсирующими реактивности эквивалентной схемы p-i-n диода и т.д. Более подробно с вопросами проектирования переключателей и дискретных фазовращателей можно ознакомиться в [51].

13.6. ПОЛЯРИЗАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА

Для увеличения объема передаваемой информации в спутниковых системах связи и вещания при передаче сигналов обычно используют электромагнитные поля с круговой поляризацией вектора Е, причем одновременно применяют как волны с левым вращением вектора Е, так и с правым. В этом случае общий тракт, по которому распространяются волны с обоими направлениями вращения вектора Е, строится, как правило, на круглом волноводе с волной Н₁₁ и содержит ряд устройств для управления поляризацией этой волны. Одним из базовых элементов поляризационных устройств является поляризатор-устройство для поворота плоскости поляризации линейно поляризованного вектора Е волны Н₁₁ в круглом волноводе или для преобразования в круглом волноводе волны Н₁₁ с линейной поляризацией вектора Е в волну Н₁₁, У которой на оси волновода вектор Е имеет круговую поляризацию, и обратно. Конструкция поляризатора состоит из отрезка круглого волновода, в котором находится тонкая диэлектрическая пластина с согласующими скосами (рис.13.41). Пусть по волноводу распространяется волна Н₁₁ с линейной поляризацией вектора Е_1, направление которого на оси волновода совпадает с осью X, указанной на рис.13.41, а нормаль к поверхности пластины

составляет угол θ с осьюХ. Представим распространяющуюся волну в виде двух волн Н₁₁, У одной из которых вектор напряженности электрического поля Е_1n на оси волновода перпендикулярен плоскости пластины, а у другой Е_1t-параллелен ей (рис. 13.41). Как известно [48], эффективная диэлектрическая проницаемость ε_rЭф в волноводе с диэлектрической пластиной зависит от поляризации вектора Е распространяющейся волны. Для волны Н₁₁ с вектором Е в центре волновода, совпадающим с Е_1n, значение ε_rЭф ≈1, т.е. ее фазовая скорость равна скорости волны Н₁₁ в волноводе с воздушным заполнением. Для волны Н₁₁ с вектором Е в центре волновода, совпадающим с Е_1t, значение ε_rЭф >1, т.е. ее фазовая скорость будет меньше скорости волны Н₁₁ в волноводе с воздушным заполнением. Следовательно, на выходе поляризатора фазы векторов Е_1n и Е_1t будут отличаться на ∆φ. При этом в общем случае вектор Е суммарной волны на выходе поляризатора (E = E_1n+E_1t,) будет иметь эллиптическую поляризацию. Отметим, что величина ∆φ зависит от ε_r диэлектрика и от толщины и длины пластины [52].

Пусть θ = π/4 и ∆φ =π/4. Такое устройство называют π/2-поля-ризатором. Если на его вход поступает волна Н₁₁, вектор Е которой на оси волновода линейно поляризован и параллелен оси X (рис. 13.41) или оси Y(рис. 13.42), то на выходе поляризатора будет волна Ни, вектор Е которой на оси волновода имеет левую или правую соответственно круговую поляризацию (см. 6.2). Аналогично если на вход π/2-поляризатора поступает волна Ни, вектор Е которой на оси волновода имеет левую или правую круговую поляризацию, то на выходе будет волна Н₁₁, вектор Е которой на оси волновода будет параллелен оси Х(рис.13.41) или оси Y (см. рис. 13.42) соответственно.

Пусть ∆φ = π. Такое устройство называют π-поляризатором. Если на вход π-поляризатора поступает волна Ни, вектор Н₁₁ которой на оси волновода линейно поляризован и параллелен оси Х(рис.13.43), то на выходе поляризатора будет волна Н₁₁, вектор E_1вых которой на оси волновода будет повернут относительно вектора Е₁ на угол 2θ по часовой стрелке, если смотреть вдоль

направления распространения волны .Поворачивая диэлектрическую пластину вокруг оси волновода, т.е. изменяя угол θ от 0 до π/2 можно поворачивать плоскость поляризацик волны Н₁₁ на выходе на угол от 0 до π по отношению к плоскости поляризации волны не входе.

Существуют и иные конструкции поляризаторов, в которых вместо диэлектрической пластины используются металлические [52]. Для разделения линейно поляризованных волн с ортогональными поляризациями используют поляризационные разделительные фильтры. На рис. 13.44 показана конструкция поляризационного фильтра, состоящая из отрезка круглого волновода, в котором помещена тонкая металлическая пластина. При подаче на вход такого отрезка линейно поляризованной, волны Н₁₁, у которой вектор Е, на оси волновода направлен вдоль оси X, наблюдается весьма малое отражение волны от пластины из-за ее незначительной толщины, и волна в пренебрежении тепловыми потерями полностью проходит на выход отрезка. Если же на вход отрезка поступает волна Н₁₁ с вектором Е₂, направленным на оси волновода вдоль оси Y, то для нее образуются два предельных полукруглых волновода, в месте расположения металлической пластины, и при достаточной длине пластины такая волна в пренебрежении тепловыми потерями будет полностью отражаться от входа фильтра.

На рис. 13.45 показана конструкция поляризационного разделительного фильтра. Фильтр разделяет сигналы, переносимые по волноводу волнами Н₁₁, векторы E ₁и Е₂ которых на оси волновода взаимно перпендикулярны. Фильтр состоит из Т-тройника, образованного   отрезками   круглого   и   прямоугольного   волноводов (см. рис. 13.30) и поляризационного фильтра (рис. 13.44). Волна Н₁₁ с линейно поляризованным вектором Е₁ проходит из плеча 1 в плечо 3, практически не отражаясь и не ответвляясь в плечо 2 (см. 13.4.2). Поскольку поляризованный фильтр полностью отражает волну Н₁₁ с линейно поляризованным вектором Е₂, то для этой  волны  устройство  является трансформатором  волны  Н₁₁ круглого волновода в волну Н₁₀ прямоугольного и наоборот. Подбором расстояния от металлической пластины поляризационного  фильтра до места разветвления волноводов обеспечивают полную передачу мощности этой волны из плеча 1 в плечо 2. Устройство (рис. 13.45) можно использовать и для сложения в плече 1 двух  сигналов, одновременно подаваемых в плечо 2 (в виде волны Н₁₀) и в плечо 3 (в виде волны Н₁₁ с линейно поляризованным вектором Е₁).

Если в плечо 1 конструкции (рис. 13.45) поместить π/2-поля-ризатор (см. рис. 13.42), то образуется устройство, обеспечивающее разделение сигналов, переносимых по круглому волноводу волнами H₁₁ векторы Е которых имеют круговую поляризацию и разное направление вращения.

Глава  14

ПАССИВНЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ

14.1. НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ И МОСТОВЫЕ СХЕМЫ СВЧ

14.1.1. Направленные ответвители на связанных линиях передачи

Направленным ответвителем в технике СВЧ называют че-тырехплечное устройство, или восьмиполюсник (рис.14.1), обладающий следующим свойством: при подаче мощности в любое плечо (например, в плечо 1) она не поступает в одно из выходных плеч (плечо 3) и делится между двумя другими плечами (плечи 2 и 4). Коэффициент деления мощности между выходными плечами зависит от конструкции ответвителя. Как правило, такие устройства строятся на основе двух близко расположенных отрезков линий передачи, связанных между собой с помощью тех или иных элементов связи (см.13.2). При этом мощность бегущей волны, распространяющаяся по одной из линий (например, по первой), частично ответвляется в другую линию и поступает в одно из ее плеч. Если направление распространения волны в первой линии изменить на противоположное, то ответвленная мощность поступит в другое плечо второй линии, т.е. имеет место направленное ответвление передаваемой мощности.                            

Если мощность на входе плеча 1 равна P₁, а на выходах остальных плеч - соответственно Р₂, Рз и Р₄, то основными параметрами, характеризующими работу ответвителя, являются: коэффи-

характеризующий согласование направленного ответвителя с подводящей линией при условии, что к остальным плечам подключены согласованные нагрузки, а также диапазон частот, в пределах которого сохраняются требуемые значения К, D, N_p и

КСВ. В идеальном случае ответвитель полностью согласован с подводящими линиями, не вносит потерь в передаваемые сигналы, а мощности на его выходах (см. рис.14.1) зависят от коэффициента связи: P₂ = P₁(1-K²), Р₃ = 0, P₄ ⁼ K²P₁. Такой ответвитель описывается матрицей рассеяния [S] (см. §12.3) при N=4, в которой нужно считать S₁₁ = S₂₂ = S₃₃ = S₄₄ = 0, S₁₃= S₃₁ = S₂₄= S₄₂ = 0, |S₁₂| = |S₂₁l = |S₃₄| = |S₄₃| = √1-K², |S₄₁| = |S₁₄| = |S₃₂| = |S₂₃| = K. Аргументы отличных от нуля элементов матрицы рассеяния зависят от конструкции направленного ответвителя и от положения плоскостей отсчета фаз в его плечах.

Перейдем к описанию конкретных типов направленных ответвителей. Рассмотрим направленный ответвитель, образованный двумя прямоугольными волноводами с общей боковой стенкой (рис.14.2), работающими в одноволновом режиме. Пусть по первому (основному) волноводу из плеча 1 в плечо 2 распространяется волна Н₁₀. Эта волна через одно отверстие связи в общей узкой стенке создает во втором (связанном) волноводе две волны H₁₀, одна из которых поступает в плечо 3, а вторая - в плечо 4. Чтобы ответвленная часть мощности в связанном волноводе поступала в одно выходное плечо, в общей узкой стенке волноводов прорезают два одинаковых отверстия связи на расстоянии l =Λ/4, где Λ-длина волны Н₁₀ на расчетной частоте. При этом к каждому из плеч 3\л 4 будут приходить две волны Н₁₀, возбужденные первым и вторым отверстиями связи (рис.14.3). В плече 4 эти волны складываются синфазно (волны проходят одинаковые пути). В плечо 3 волны, возбужденные первым и вторым отверстиями, приходят в противофазе (в этом случае путь через первое отверстие на Λ/2 короче, чем через второе) и гасят друг друга. Поэтому ответвленная часть мощности из основного волновода поступает в плечо 4, а неответвленная - в плечо 2. На расчетной частоте мощность в  плечо 3 не поступает. Если на расчетной частоте в основном волноводе волна Н₁₀ распространяется из плеча 2 в плечо 1, то ответвленная часть мощности в связанном волноводе поступит в плечо 3 и не поступит в плечо 4.

Коэффициент связи К двухдырочного направленного ответвителя (рис.14.2) зависит от размеров и формы отверстий, и его

можно определить, используя результаты расчета переходного затухания одиночного отверстия в общей стенке волноводов, приведенные в [33]. Как показывают вычисления, в двухдырочном ответвителе затруднительно получитъ K_[д_Б]>-5...-8 дБ, что связано с физическими ограничениями на максимальную величину отверстий, прорезаемых в общей стенке волноводов. Кроме того, отклонение рабочей частоты от расчетного значения приводит к уменьшению величин D и N_р ответвителя, поскольку в плече 3 связанного волновода ответвленные волны уже не будут полностью гасить друг друга. Для расширения рабочей полосы частот и увеличения реализуемых значений К применяют многодырочные волноводные направленные ответвители, для чего в общей узкой стенке двух прямоугольных волноводов (см. рис.14.2) прорезают п отверстий связи, отстоящих друг от друга на расстоянии l, равном или меньшем Λ/4. При этом в плече 4 связанного волновода образуется п синфазных волн, а в плече 3-такое же число волн, имеющих определенный сдвиг по фазе. Вследствие этого мощность суммарной волны в плече 4 будет больше, чем в плече 3 связанного волновода. Подбирая размеры отверстий и их количество, удается получить практически любое допустимое значение К (даже К _[д_Б]= 0, что соответствует полной связи между волноводами P₄=P₁) и требуемые направленность D и развязку N_р в широком диапазоне частот. С вопросами проектирования волноводных многодырочных ответвителей можно ознакомиться в [33].

Рассмотрим волноводный многодырочный ответвитель (рис. 14.4), в котором используются связанные через отверстия отрезки волноводов с разной формой поперечного сечения (прямоугольный и круглый). Предположим, что диаметр круглого волновода настолько велик, что в нем возможно распространение нескольких типов волн (например, Н₁₁, E₀₁. H₂₁, H_O1), причем у одной из этих волн коэффициент фазы равен коэффициенту фазы волны Н₁₀ в прямоугольном волноводе. Прямоугольный волновод работает в одноволновом режиме. При распространении волны Н₁₀ по прямоугольному волноводу от плеча 1 к плечу 2 каждое отверстие будет возбуждать в круглом волноводе волны разных типов. Однако, в плече 4 синфазно сложатся лишь волны того типа, у которого коэффициент фазы совпадает с коэффициентом фазы волны Н₁₀ в прямоугольном волноводе. Поэтому ответвленная мощность в круглом волноводе будет переноситься преимущественно одним типом волны. Это свойство широко используется для возбуждения какого-либо высшего типа в связанном волноводе, например для возбуждения в круглом волноводе волны Н₀₁. При обеспечении полной связи между волноводами (К_[д_Б]) = 0) образуется трансформатор волны Н₁₀ прямоугольного волновода в волну Н₀₁ крутого волновода.

При конструировании направленных ответвителей на основе коаксиальных, двухпроводных или полосковых линий передачи, работающих на TЕМ-волнах или квази-ТЕМ, применяют отрезки связанных линий (см. 10.6). В этом случае для связи двух линий передачи используется распределенная электромагнитная связь, возникающая в линиях передачи открытого типа между близко расположенными параллельными проводниками. На рис.10.47,а и б были показаны поперечные сечения связанных симметричных полосковых линий и связанных микрополосковых линий с боковой связью полосок; на рис.14.5 приведено поперечное сечение связанных симметричных полосковых линий с лицевой связью полосок. Конструкция направленного ответвителя на основе связанных микрополосковых линий с боковой связью полосок показана на рис. 14.6. Она состоит из отрезка связанных линий длиной l, имеющего ширину полосок w и расстояние s между ними. К каждому выходу отрезка связанных линий подключены подводящие линии, имеющие волновое сопротивление Z_B. Для устранения связи между подводящими линиями использован уголковый поворот на 90° в месте соединения подводящих линий с отрезком связанных линий. Аналогично строятся конструкции направленных ответвителей на основе связанных полосковых линий других типов.

Если в основной линии ответвителя (рис. 14.6) от плеча 1 к плечу 2 распространяется волна, переносящая мощность Р₁ то в связанной линии за счет распределенной электромагнитной связи в отрезке связанных линий также появится волна, переносящая ответвленную мощность Р₃=К²Р₁ в направлении плеча 3; при этом в плечо 4 ответвленная мощность не поступает: Р₄ = 0. В отличие от ранее рассмотренных волноводных направленных ответвителей, в направленных ответвителях на основе связанных линий передачи, работающих на ТЕМ-волнах или квази-ТЕМ, ответвленная часть мощности в связанной линии распространяется в противоположном направлении по отношению к направлению распространения мощности в основной линии. В настоящее время нет простого физического объяснения этого явления, строгое

математическое решение для этого случая можно найти в [1]. Поэтому в идеальном случае при обеспечении согласования с подводящими линиями мощность Р, из плеча 1 делится между плечами 2 и 3, в плечо 4 мощность не поступает. Как показывает анализ [40], величина коэффициента связи К ответвителя (рис. 14.6) зависит как от параметров заполняющего диэлектрика, от величин w и s, так и от длины l отрезка связанных линий. На рис.14.7 показана зависимость величины К от электрической длины отрезка связанных линий l/Λ. Наибольший коэффициент связи обеспечивается при l=0,25Λ; 0.75Λ и т.д. При l=0,5Λ; 1,0Λ и т.д. К=0, т.е. мощность при этом полностью передается из плеча 1 в плечо 2, не ответвляясь в связанную линию. Обычно длину области связи l выбирают равной 0,25Λ₀, где Λо-длина волны в отрезке связанных линий на расчетной частоте f₀. Этим обеспечивается как наибольшая величина К при фиксированных w и s, так и минимальные геометрические размеры ответвителя. При l=0,25Λ₀ величина К для ответвителя вычисляется по следующей формуле [40]:

позволяющие по заданным К и Z_B определить Z_Be и Z_B0 для отрезка связанных линий, а по ним, используя формулы из 10.6, рассчитать геометрические размеры w и s, т.е. синтезировать конструкцию ответвителя.

В рассматриваемом ответвителе сдвиг по фазе между векторами Е волн на выходах 2 и 3 плеч составляет 90° [40], в связи с этим подобные ответвители иногда называют квадратурными. Отметим, что указанный фазовый сдвиг и идеальная направленность сохраняются на любой частоте при условии, что Z_B, Z_Be и Z_B0 не зависят от частоты. При изменении частоты меняется величина коэффициента связи К ответвителя (рис.14.7), что и определяет его рабочий диапазон.

Отметим  некоторые  особенности  конструирования  направленных ответвителей на связанных МПЛ (рис.14.6). В этом случае формулы (14.1)—(14.3) выполняются приближенно, и рассчитанный с их помощью ответвитель, как правило, требует экспериментальной доработки. Однако и после этого, обеспечив требуемый коэффициент связи на расчетной частоте, не удается получить направленность более 12...14 дБ. Кроме того, как показывают эксперименты,  рабочий диапазон ответвителя на связанных микрополосковых линиях получается значительно уже, чем в ответвителях на связанных полосковых линиях с TEМ-волнами. Эти негативные явления обусловлены неоднородным диэлектрическим заполнением связанных микрополосковых линий, в связи с чем основными волнами в таких линиях являются четная и нечетная квази ТЕМ-волны, распространяющиеся с разными фазовыми скоростями (см.10.6). Это приводит к изменению величины К, а также к появлению ответвленного сигнала не только в плече 3,, но и в плече 4 связанной линии,  что уменьшает направленность ответвителя. Обычно влияние неоднородного диэлектрического заполнения на величину К учитывают путем изменения длины области связи, выбирая l=0,25Λ₀, где Λ_0≈(Λео⁺Λ₀о)/2, Λ_е0=Vф_е/f₀ и Λ₀о ⁼ Vфо/f₀ .Для увеличения направленности и расширения рабочего диапазона частот конструкцию микрополоскового ответвителя несколько изменяют, пытаясь уменьшить разницу между фазовыми скоростями основных волн в связанных МПЛ. С основными конструкциями подобных микрополосковых ответвителей можно ознакомиться в [40]. Наиболее удачной и широко используемой на практике является конструкция (рис.14.8), известная в литературе как ответвитель Ланге.  В этом ответвителе используется несколько связанных проводников, образующих встречно-штыревую структуру. С помощью металлических перемычек некоторые проводники соединены между собой. Благодаря такой конструкции Ланге удалось обеспечить Vф_е≈V_ф0 и компенсировать их дисперсию в широкой полосе частот: практически в октавной полосе частот сохраняются постоянство величины К, хорошее согласование и направленность не хуже 24 дБ [30]. Приближенные формулы для синтеза ответвителя Ланге приведены в [30].

В описанных выша полосковых конструкциях ответвителей весьма сложно обеспечить сильную связь, что связано с трудностями технологического характеранеобходимо изготовить проводники с весьма малыми зазорами между ними. Кроме того, наличие малых зазоров между проводниками снижает электрическую прочность ответвителя. Обычно максимально достижимый коэффициент связи в связанных линиях с боковой связью полосок  не превышает -3 дБ. Правда, ответвитель Ланге выгодно отличается от конструкции, показанной на рис. 14.6, обеспечивая большую величину зазоров между связанными проводниками при одинаковом К. Поэтому при конструировании направленных ответвителей с сильной связью (К[д_Б] >-3 дБ) используют связанные полосковые линии с лицевой связью полосок (рис.14.5).

Существует иной тип полоскового ответвителя, позволяющий получить сильную связь и имеющий электрическую прочность, мало отличающуюся от прочности подводящих линий. Это шлейфный направленный ответвитель, который весьма прост в изготовлении на основе МПЛ или СПЛ. С небольшими изменениями его можно реализовать в коаксиальном и волноводном исполнении. На рис. 14.9 показана микрополосковая конструкция ответвителя с двумя соединительными шлейфами, имеющими волновое сопротивление Z_вшл. Длина каждого шлейфа равна Λ₀/4, где Λ_о-длина волны в МПЛ, образующей шлейф, на расчетной частоте f₀. Принцип действия такого ответвителя похож на принцип действия волноводного двухдырочного ответвителя (рис. 14.2). Для ответвления части мощности из основной линии, имеющей входы 1 и 2 (рис.14.9), в связанную, имеющую входы 3 и 4, используются два четвертьволновых шлейфа, включенные на расстоянии Λ₀/4 друг от друга. При распространении по основной линии волны от входа 1 к выходу 2 часть ее мощности будет проходить на выход 2, часть отражаться обратно в плечо 1, а часть через шлейфы ответвляться в связанную линию. Каждый шлейф возбуждает в связанной линии по две волны с равными амплитудами и фазами, бегущие в направлении плеч 3 и 4. Поэтому на выходах 3 и 4 появляются по две волны, причем фазы векторов Е этих волн на расчетной частоте f₀ на выходе 3 совпадают, а на выходе 4 отличаются на я, ответвленная через шлейфы мощность из основной линии будет поступать на выход 3 и не поступит на выход 4. При этом нетрудно заметить, что фаза вектора Е волны на выходе плеча 3 отстает на π/2 от фазы вектора Е на выходе плеча 2. В полосковом тройнике (рис.13.24), идеальное согласование входа

с выходными плечами, а также деление выходными плечами в требуемом отношении можно обеспечить с помощью соответствующего выбора волновых сопротивлений линий

в выходных плечах (см. 13.4.2). В шлейфном ответвителе используются четыре Т-тройника, поэтому для обеспечения согласования и требуемого коэффициента связи К ответвителя соответствующим образом подбирают величины Z_вшл и Z_B1. Анализ, выполненный в [27], показывает, что на расчетной частоте f₀ в шлейфном ответвителе обеспечивается заданная величина К, максимальная направленность и согласование с подводящими линиями, имеющими волновое сопротивление Z_B, при Z_B1 = √1-K² Z_B и  Например, при равном делении входной мощности  между  выходными  плечами 2 и 3 (К= 0,707 или К[_ДБ] =

Отметим, что приведенные формулы получены в пренебрежении реактивными сопротивлениями в эквивалентной схеме Т-тройников. При конструировании полосковых шлейфных ответвителей с сильной связью (К→1 или К[_ДБ] →0дБ) возникают определенные трудности, поскольку при сильной связи величины Z_B1 и Z_ВШЛ оказываются малыми, что приводит к недопустимо большой ширине полосок. Напомним, что максимальная ширина полоски МПЛ ограничивается тем значением, при котором в линии возникают высшие типы волн в заданном диапазоне частот (в данном случае-в рабочем диапазоне ответвителя). Поэтому для обеспечения сильной связи используют или большее число соединительных шлейфов (например, три) в конструкции [40], или применяют каскадное соединение нескольких двухшлейфных ответвителей, каждый из которых имеет физически реализуемый коэффициент связи [30].

14.1.2. Мостовые схемы СВЧ

Мостом в технике СВЧ называют четырехплечное устройство или восьмиполюсник (рис. 14.1), обладающий следующими свойствами: при возбуждении любого из четырех плеч (например, плеча 1) энергия в одно из выходных плеч не поступает (например, в плечо 3) и делится поровну между двумя другими плечами (например, плечи 2 и 4). Это частный случай направленного ответвителя при K= 0,707 или К=-ЗдБ. Хотя на практике в качестве мостов используют направленные ответвители, однако применяют и специальные конструкции мостов, имеющие те или иные преимущества перед ответвителями. Рассмотрим ряд часто применяемых на практике мостов.

Двойной волноводный тройник   (магический  Т-тройник )образуется совмещением в одной конструкции согласованных Н-плоскостного и Е-плоскостного Т-тройников (см.13.4.2), чем и объясняется его название (рис. 14.10). Покажем, что в идеально симметричном двойном тройнике переход энергии из плеча 1 в плечо 4, а также из плеча 4 в плечо 1 невозможен, если прямоугольные волноводы, образующие конструкцию, работают в одно-волновом режиме на волне Н₁₀. Пусть мощность подается в плечо 1, а остальные плечи нагружены на неотражающие нагрузки. Так как вектор Е волны Н₁₀ в плече 1 параллелен продольной оси волновода, образующего плечо 4, то в плече 4 не возбуждается волна Н₁₀, а будут возбуждаться только волны высшего типа. Так как все волноводы рассчитаны на одноволновый режим, мощность из плеча 1 в плечо 4 ответвляться не будет, в этом случае двойной тройник эквивалентен Н-плоскостному Т-тройнику. Аналогично можно показать, что при возбуждении плеча 4 в плече 1 возбуждаются только волны высшего типа, при этом мощность в плечо 1 не ответвляется и двойной тройник оказывается эквивалентным Е-плоскостному Т-тройнику. Поэтому, основываясь на свойствах Т-тройников, можно утверждать, что в двойном тройнике при возбуждении плеча 1 входная мощность делится пополам и выходит в плечи 2 и 3, при этом на одинаковом расстоянии от разветвления электрические поля волн Н₁₀ в этих плечах синфазны, в плечо 4 мощность не поступает; при возбуждении плеча 4 входная мощность делится пополам и выходит в плечи 2 и 3, при этом на одинаковом расстоянии от разветвления электрические поля волн Н ₁₀ в этих плечах противофазны, в плечо 1 мощность не поступает. Очевидно, верны и обратные утверждения: при синфазном возбуждении плеч 2 и 3 двойного тройника волнами равной амплитуды суммарная мощность этих волн поступит в плечо 1, а при противофазном

возбуждении плеч 2 и 3-в плечо 4. Если подключить генератор к плечу 2, то мощность разделится поровну между плечами 1 и 4 и не поступит в плечо 3 (из-за данного свойства мост получил название "магический тройник"). Для доказательства этого, следуя методу синфазно-противофазного возбуждения [33], представим возбуждение плеча 2 волной с единичной амплитудой вектора Е в виде суперпозиции двух случаев (рис. 14.11): плечи 2 и 3 возбуждены синфазно волнами с амплитудой вектора Е, равной 0,5, и плечи 2 и 3 возбуждены противофазно волнами с |Е| = 0,5. При этом суммарная амплитуда вектора Е волны в плече 2 равна единице, а в плече 3 равна нулю. Как было показано выше, при синфазном возбуждении плеч 2 и 3 мощность поступает только в плечо 1, а при противофазном- только в плечо 4. Аналогично можно показать, что при возбуждении плеча 3 мощность не поступает в плечо 2. При отклонении рабочей частоты от расчетной f₀ нарушается согласование Н- и Е-тройников моста, что ухудшает его параметры (согласование с подводящими линиями, развязка). При использовании одиночных согласующих элементов (таких, как показаны на рис.13.26 и 13.27) ширина рабочего диапазона моста составляет 10 %...15 % от расчетной частоты f₀.

Волноводный щелевой мост. Наиболее распространенная конструкция волноводного Н -плоскостного щелевого моста показана на рис. 14.12. Для упрощения изложения общую боковую стенку двух волноводов будем считать бесконечно тонкой. В этой стенке на всю ее высоту прорезана щель длиной l. Пусть в плече 1 возбуждена волна Н₁₀, комплексная амплитуда напряженности электрического поля которой E_my⁽¹⁾=E_my⁽¹⁾(x, z) в точке х=а/2, z=0 (рис.14.13, а) равна 1 В/м. Очевидно' рассматриваемый случай эквивалентен одновременному возбуждению плеч 1м 4 волнами  Н ₁₀,

При синфазном возбуждении (рис.14.13,б) в этой области возникают волны, электрическое поле которых имеет пучность при х=а, т.е. волны типов Н₁₀, Н₃о, Н₅о и т.д. Выберем размеры волноводов, образующих щелевой мост, так, чтобы в области щели во всем рабочем диапазоне моста λ_min≤λ≤λ_max не могла распространяться волна Н₃₀. Так как для волновода с поперечным размером широкой стенки 2а критическая длина волны Н₃₀ равна 4а/3, то сформулированное условие будет выполняться при 0,5λ_max<a<0,75λ_min (требование 0,5λ_тах<а необходимо, чтобы в волноводах, образующих щелевой мост, во всем рабочем диапазоне могла распространяться волна Н₁₀). При таких значениях а в случае синфазного возбуждения в области щели распространяется только волна Н₁₀ с фазовой скоростью При прохождении щели (при изменении z от 0 до l) фаза составляющих поля этой волны изменяется на величину φ = 2π l /Λ₁₀,

где -длина волны Н₁₀, распространяющейся в области щели. При переходе из широкого волновода в узкие рассматриваемая волна распадается на две синфазные волны Н ₁₀, выходящие в плечи 2 и 3. Пренебрегая тепловыми потерями в стенках волноводов и отражениями на входе и выходе щели, запишем

Отметим, что фазовая скорость волны Н₁₀, распространяющейся в области щели, отличается от фазовой скорости волн Н₁₀, распространяющихся в волноводах, образующих щелевой мост.

Векторная диаграмма электрического поля в плечах моста, соответствующая синфазному возбуждению, показана на рис. 14.14, а.

При противофазном возбуждении (рис.14.13, в) в области щели образуются волны, электрическое поле которых имеет узел при х=а, т.е. волны типов Н_20, Н₄₀, Н₆₀ и т.д. Однако при выбранных выше значениях а условие распространения волны в волноводе

 выполняется только для волны Н₂о, поэтому в области щели при противофазном возбуждении будет распространяться только волна Н₂о с фазовой скоростью  При прохождении щели фаза составляющих поля этой волны изменяется на величину -длина волны Н₂₀, распространяющейся в области щели. Векторная диаграмма электрического поля в плечах моста, соответствующая противофазному возбуждению, показана на рис.14.14,6.

Для получения векторной диаграммы электрического поля, соответствующей суперпозиции синфазного и противофазного возбуждений, нужно сложить диаграммы, изображенные на рис.14.14, а и 14.14, б. Результат сложения показан на рис.14.14, в, где введено обозначение Е^(п)= Е_син^(п)+ Е_прот^(п), п =1,2,3,4. Как видно, при произвольных значениях разности фаз φ₁-φ₂ рассматриваемое устройство не обеспечивает равенства мощностей в плечах 2 и 3 (в общем случае |Е⁽²⁾|≠|E⁽³⁾|), т.е. не обладает свойствами моста. Однако если подобрать длину щели так, чтобы φ₁ и φ₂ отличались на π/2, то, как следует из рис.14.14, г, абсолютные значения векторов Е⁽²⁾ и Е⁽³⁾, а следовательно, и мощности на выходах плеч 2 и 3 будут равны. Искомая длина щели определяется по формуле  При этом волна в плече 3 будет отставать по фазе на π/2 от волны в плече 2. Аналогичными свойствами обладает щелевой мост при возбуждении любого другого плеча.

Щель, прорезанная в общей стенке прямоугольных волноводов, представляет собой неоднородность и приводит к возникновению отраженных волн на входе и выходе щели. Из-за этого мощность из плеча 1 может попадать в плечо 4, уменьшая развязку моста. Для устранения отраженных волн от входа и выхода Щели в мост вводят согласующие элементы: индуктивные или емкостные стержни. На рис.14.12 показана конструкция щелевого моста с индуктивными согласующими стержнями.

К достоинствам щелевого моста можно отнести простату конструкции, отсутствие элементов, снижающих его электрическую прочность (при согласовании индуктивными стержнями). Рабочий диапазон щелевого моста составляет 10...15% средней рабочей частоты [33].

Если два одинаковых щелевых моста (см. рис.14.12) соединить каскадно, для чего плечи 2 и 3 первого моста соединить с плечами 1 и 4 второго, то образуется устройство, в котором суммарная длина области щели увеличится в 2 раза; при этом на выходе щели второго моста φ₁-φ₂=π. Используя векторные диаграммы полей для этого случая, легко показать, что при возбуждении плеча 1 первого моста вся мощность из него будет поступать в плечо 3 второго моста, а в остальные свободные плечи мощность поступать не будет.

Если в плечи 2 и 3 щелевого моста (см. рис.14.12) установить на одинаковом расстоянии от выхода щели короткозамыкающие пластины, то при возбуждении плеча 1 вся мощность без отражения будет поступать в плечо 4 (в этом случае мощность из плеча 1 дважды проходит через мост). Отметим, что аналогичными свойствами обладают и мосты на основе шлейфного ответвителя (см. рис.14.9) или ответвителя на основе связанных линий (см. рис.14.6). В случае мостов на линиях с ТЕМ-волнами (полосковые, коаксиальные, двухпроводные) в выходных плечах моста можно устанавливать как режим короткого замыкания, так и режим холостого хода, поскольку как в том, так и в другом режиме волна будет практически полностью отражаться.

Кольцевой мост. Конструкция кольцевого моста, выполненная на основе микрополосковой линии, изображена на рис. 14.15. Она состоит из четырех полосковых Т-тройников, боковые плечи которых соединены друг с другом свернутыми по дуге окружности отрезками линии. Длина средней линии каждого отрезка между плечами 1 и 2, 1 и 4, а также 4 и 3 равна Λ₀/4, а между плечами 2 и З-З Λ₀/4, где Λ₀-длина волны в микрополосковой линии на расчетной (обычно средней) частоте f₀ рабочего диапазона. Все отрезки линии, образующие кольцо, имеют одинаковое волновое сопротивление Z_BK, волновое сопротивление линий, образующих плечи моста, равно Z_B. Пусть мощность Р₁ от генератора, работающего на частоте f₀, подается в плечо 1, а к пдечам 2, 3 и 4 подкллючены согласованные нагрузки. Мощность Р, из плеча 1 делится тройником на две равные части, что создает в кольце две бегущие навстречу друг другу волны: одна обегает кольцо по часовой стрелке (припишем всем величинам, характеризующим эту волну, верхний индекс"+"), а другая - против часовой стрелки (припишем всем величинам, характеризующим эту волну, верхний индекс "-"). Отметим, что при произвольных значениях Z_BK и Z_B часть мощности Р₁ будет отражаться обратно в плечо 1 от входа кольца.

Определи фазу каждой из волн , бегущих по кольцу, на входе 2, 3 и 4 плеч, приняв за 0 фазу этих волн в месте возбуждения. Сдвиг по фазе, получаемый волной, бегущей по часовой стрелке, на входе плеча 2 равен π₁₂⁺=π/2 поскольку для этой волны расстояние по кольцу от плеча 1 до плеча 2 равно Λ₀/4. Волна, бегущая против часовой стрелки, пробегает расстояние между плечами 7 и 2, равное Λ₀/4 + Λ₀/4 + 3Λ₀/4 = 5 Λ₀/4, и получает фазовый сдвиг φ₁₂^- =π/2 + π/2 + Зπ/2 = 5π/2. Аналогично можно записать φ₁₃⁺=2π, φ₁₃^-= π, φ₁₄⁺=5π/2, φ₁₄^-=π/2. Как видно, к плечам 2 и 4 волны приходят в фазе и складываются в этих плечах, а к плечу 3-в противофазе, вследствие этого в кольце вблизи входа плеча 3 образуется узел электрического поля. Поэтому мощность из кольца поступает на выходы 2 и 4 и не поступает на выход 3 моста. При этом в плечах 2 и 4 моста на одинаковом расстоянии от кольца амплитуды и фазы вектора Е распространяющихся волн одинаковы.

Определим связь между величинами 2_ВК и Z_B, обеспечивающими отсутствие отражений мощности Р^ от места соединения подводящей линии с кольцом. Поскольку при возбуждении плеча 1 в кольце на входе плеча 3 образуется узел электрического поля, то в этом месте устроим режим КЗ (рис. 14.16). В этом случае линия, образующая плечо 1, оказывается нагруженной в месте стыка с кольцом на параллельное соединение четвертьволновых отрезков ab и ас, каждый из которых, в свою очередь, нагружен на сопротивление Z₈, поскольку входные сопротивления коротко-замкнутых отрезков bd и се, длина которых равна З Λ₀</4 и Λ₀/4, равны бесконечности. Поэтому входное сопротивление кольца в месте соединения его с линией, образующей плечо 1, равно Z_BK²/(2Z_B). Если сделать это сопротивление равным Z_B, т.е. выбрать

Z_BK= =√2 Z_B, то в первом приближении (пренебрегая реактивными сопротивлениями эквивалентной схемы Т-тройника) волна будет проходить из линии, образующей плечо 1, в кольцо без отражений.

Аналогично можно рассмотреть возбуждение кольцевого моста со стороны любого другого плеча. Это позволяет сформулировать следующие правила:

при возбуждении любого из плеч согласованного кольцевого моста мощность делится поровну между двумя рядом расположенными плечами, т.е. из плеча 1 переходит в плечи 2 и 4, из плеча 2-в 1 и 3, из 3-в 2 и 4, из4-в 1 и 3;

при возбуждении плеча 1 в плечах 2 и 4 появляются синфазные волны, а при возбуждении плеча 3 в тех же плечах 2 и 4 появляются противофазные волны, ибо расстояния от плеча 3 до плеч 2 и 4 отличаются на Λ₀/2.

Кольцевой мост может быть реализован на основе иных линий передачи, например на основе прямоугольных волноводов с помощью Е- или Н-плоскостных Т-тройников. В длинноволновой части диапазона СВЧ подобные мосты изготавливают на основе коаксиальной или двухпроводной линии. Основными недостатками кольцевого моста являются сравнительно узкий рабочий диапазон (около 5 % от f₀) и сравнительно большие габариты.

14.1.3. Применение направленных ответвителей и мостов

Деление (суммирование) мощности. В диапазоне СВЧ часто приходится осуществлять либо деление входной мощности на несколько частей, либо сложение в общей нагрузке мощностей двух или большего числа передатчиков, работающих как на одинаковых, так и на разных частотах. Применение направленных ответвителей и мостов для деления входной мощности на две (в общем случае неравные) части не требует дополнительных пояснений.

Следует отметить, что при этом устраняется взаимное влияние неидеально согласованных нагрузок, подключаемых к выходным плечам, между волнами в выходных плечах может появляться дополнительный сдвиг по фазе.

Одна из возможных схем сложения мощностей двух передатчиков, имеющих одинаковую выходную мощность Р_о и работающих на одинаковой частоте f₀, показана на рис. 14.17. В схеме применен шлейфный ответвитель на основе коаксиальной линии с коэффициентом связи К= 0,707 (или К _[ДБ]=-3 дБ). Сигналы с выхода каждого передатчика с помощью подводящих коаксиальных линий подаются в плечи 2 и 3 ответвителя. К плечу 4 подключается поглощающая нагрузка. Пусть амплитуды векторов Е волн, создаваемых передатчиками на входах 2 и 3, равны, а фаза вектора Е на входе плеча 2 отстает на π/2 от фазы вектора Е на входе 3. При этом в каждом выходном плече 1  и 4 появятся по две волны с равными амплитудами вектора Е, причем фазы векторов Е волн в плече 1 одинаковы, а в плече 4 отличаются на п. Суммарная волна, переносящая мощность 2Ро, будет распространяться в подводящей линии плеча 1. В плечо 4 мощность не поступает. Это может служить удобным критерием правильной настройки схемы сложения. Изменение амплитуды или фазы

волны, поступающей от одного из передатчиков, приводит к тому, что часть суммарной мощности будет поступать в поглощающую нагрузку. Однако при этом режим работы второго передатчика не изменяется. При выходе из строя одного из передатчиков Только половина мощности другого передатчика поступит на выход, т.е. мощность на выходе уменьшается в 4 раза от 2Р₀ до Р₀/2. Чтобы избежать этого, схему сложения дополняют системой обхода ответвителя, позволяющей выход работающего передатчика подключить непосредственно к выходу схемы сложения. Аналогично строятся схемы сложения на кольцевых, щелевых и иных мостах.

При делении мощности на несколько частей применяют более сложные схемы. На рис. 14.18 показана микрополосковая конструкция, осуществляющая деление входного сигнала на три равные части. Она состоит из двух ответвителей на связанных линиях, соединенных между собой отрезком линии длиной l. Обычно lвыбирают из конструктивных соображений, чаще всего используют l= Λ₀/4, что обеспечивает большую полосу согласования на входе схемы. Развязанные плечи каждого ответвителя нагружены на поглощающие нагрузки. Для получения одинаковых мощностей в выходных плечах схемы (Р₂=Рз=Р₄=Р₁/3) выберем для первого ответвителя  коэффициент связи    а для второго К₂ == √1/2, поскольку в первом ответвляется 1/3, а во втором 1/2 мощности, поступающей на вход соответствующего ответвителя.

Выбирая соответствующим образом величины коэффициентов К₁ и К₂, в рассматриваемой схеме можно получить и требуемое неравное деление входной мощности между выходными плечами. Если в каждой подводящей линии провести плоскость отсчета фаз вектора Е распространяющихся волн, совпадающую с местом стыка подводящей линии со связанными линиями, то по сравнению с фазой вектора Е в плоскости отсчета плеча 2 фаза вектора Е в плоскости отсчета плеча 3 будет отставать на π, а фаза вектора Е в плоскости отсчета плеча 4 будет отставать на 3π/2. Отметим, что подобные результаты получены в пренебрежении влиянием реактивных полей, возникающих вблизи неоднородностей конструкции, на фазу распространяющихся волн (в эквивалентной схеме неоднородностей отсутствуют реактивные элементы).

Более подробно с различными схемами многоканальных делителей (сумматоров) мощности на основе направленных ответвителей и мостов можно ознакомиться в [40, 47].

Схемы фазовращателей. Если в выходные плечи 2 и 3 щелевого моста (см. рис. 14.12) на одинаковом расстоянии от выхода щели поместить короткозамкнутые поршни, образуется конструкция механического фазовращателя. Одновременное перемещение поршней в плечах 2 и 3 моста на расстояние ∆l вызовет на расчетной частоте f₀ изменение лишь фазы составляющих поля волны, полностью проходящей из плеча 1 в плечо 4, на величину

Если же вместо поршней в каждом выходном плече 2 и 3 щелевого моста на одинаковом расстоянии от конца щели установить на расстоянии l друг от друга несколько резонансных диафрагм, в зазорах которых расположены p-i-n диоды (рис. 14.19), то образуется конструкция проходного дискретного фазовращателя с дискретом фазы на расчетной частоте.

Микрополосковая конструкция дискретного фазовращателя на два фазовых состояния с дискретом ∆φ=π может быть получена на основе шлейфного ответвителя (рис. 14.9) или ответвителя на связанных линиях (рис.14.6), для которых К= 0,707 (К=3 дБ), если к выходным плечам 2 и 3 подключить разомкнутые на конце отрезки микрополосковой линии одинаковой длины, а на конце каждого отрезка между полоской и экраном установить p-i-n диоды. Наличие положительного смещения на p-i-n диодах обеспечивает режим короткого замыкания на концах отрезков, а его отсутствие-режим холостого хода. Входной сигнал, подаваемый в плечо 1 ответвителя, делится на два сигнала, выходящие в плечи 2 и 3, при этом амплитуды сигналов одинаковы, а фазы отличаются на π/2. Поступившие в плечи 2 и 3 сигналы отражаются от концов отрезков, к которым подключены p-i-n диоды, причем фазы отраженных сигналов зависят от входного сопротивления p-i-n диодов, а значит, от наличия или отсутствия положительного смещения на них. Отраженные сигналы складываются синфазно в плече 4 ответвителя и поступают на выход фазовращателя.

Балансный антенный переключатель. Антенные переключатели применяются в импульсных радиолокационных станциях, в которых приемник и передатчик работают на одну антенну. Так как импульсная мощность передатчика велика, а приемник обладает весьма высокой чувствительностью, то антенный переключатель обеспечивает следующие функции: в режиме передачи он подключает выход передатчика к антенне и предохраняет входные цепи приемника от мощности передатчика в режиме приема переключатель соединяет антенну с входом приемника и блокирует выход передатчика, чтобы энергия принимаемых сигналов не рассеивалась в выходных цепях передатчика. Частота переключения зависит от длительности излучаемых передатчиком импульсов, назначения станции, а также некоторых других факторов и может достигать нескольких тысяч раз в секунду. Основным элементом антенного переключателя является искровой разрядник, простейшая конструкция которого показана на рис. 14.20. Это герметичный отрезок прямоугольного волновода, заполненный смесью паров воды с аргоном или водородом при низком давлении. На входе и выходе разрядника установлены резонансные диафрагмы 1, герметизированные пластинами из стекла, слюды или керамики. Внутри разрядника расположены конусные разрядные электроды 2, которые при отсутствии между ними разряда представляют собой емкостные стержни. В том же сечении с разрядными электродами размещается индуктивная диафрагма 3, образующая совместно с разрядными электродами при отсутствии между ними разряда резонатор. Слабые электромагнитные сигналы на частоте, соответствующей резонансной частоте диафрагм на входе и выходе и резонансной частоте резонатора, проходят через разрядник практически без отражения. Под влиянием электрического поля мощного сигнала от передатчика в разряднике между электродами 2 возникает и поддерживается электрический разряд, в результате чего сигнал полностью отражается от разрядника.

На рис. 14.21 показана схема антенного переключателя состоящая из двух щелевых мостов, между которыми размещен; сдвоенная секция разрядника (два одинаковых разрядника, размещенные в выходных плечах первого щелевого моста на одинаковом расстоянии от конца его щели). Выход передатчика подключается к плечу 1 схемы (рис.14.21), вход приемника- к выходу плеча 2, а антенна- к выходу плеча 4. Мощный импульс от передатчика, вызывая электрический разряд в разрядниках, отражается от них и поступает в плечо 4 схемы, направляясь к антенне. При выключении передатчика слабые сигналы, принятые антенной и поступившие в плечо 4 схемы, проходят разрядники и поступают в плечо 2 схемы, откуда они направляются на вход приемника. При этом принятые антенной сигналы практически не ответвляются в плечо 1.

14.2. ФИЛЬТРЫ СВЧ

14.2.1. Классификация фильтров

Идеальным фильтром называется четырехполюсник, модуль коэффициента передачи которого | S₂₁|  равен единице на всех частотах, образующих его полосу пропускания, и равен нулю на всех частотах, образующих его полосу заграждения. На практике фильтры обычно характеризуют вносимым затуханием (выраженным в децибелах):

В полосе пропускания идеального фильтра В_ф = 0, а в полосе заграждения В_ф=∞. По взаимному расположению полос пропускания и заграждения фильтры делятся на фильтры нижних частот (ФНЧ), фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) и режекторные (заграждающие) фильтры (РФ). Амплитудно-частотные характеристики идеальных фильтров каждого типа показаны на рис. 14.22. В идеальных фильтрах в полосе заграждения мощность, поданная на вход,

не проходит на выход. Она либо полностью отражается от входа фильтра, либо поглощается в его элементах. В первом случае фильтры относятся к фильтрам отражающего типа, во втором -к фильтрам поглощающего типа. Отметим, что полная величина вносимых фильтром потерь складывается из тепловых потерь и потерь, вызванных отражением части энергии от его входа.

Рассмотрим фильтры отражающего типа. Для уменьшения тепловых потерь такие фильтры выполняются, как правило, из реактивных элементов. Параметры реактивных элементов подбираются так, чтобы на частотах полосы пропускания отраженные от них волны компенсировали друг друга на входе фильтра; при этом мощность, поступающая на вход фильтра, проходит на его выход практически без отражений. На частотах полосы заграждения компенсация отраженных волн отсутствует и мощность, поступающая на вход фильтра, практически полностью отражается от него.

Синтез фильтров отражающего типа включает два основных этапа: на первом этапе по исходным данным синтезируют эквивалентную схему фильтра, состоящую из реактивных элементов с сосредоточенными параметрами; на втором этапе проводят реализацию синтезированной эквивалентной схемы, т.е. заменяют сосредоточенные индуктивности и емкости отрезками линий передачи, реактивными стержнями и диафрагмами и другими неод- нородностями в линии передачи. В технике СВЧ широкое применение получили так называемые лестничные отражающие фильтры. Эквивалентные схемы таких фильтров совпадают со схемой лестничных фильтров, используемых на низких частотах и выполняемых из элементов L и С с сосредоточенными параметрами; подобные схемы подробно рассматриваются в курсе "Теория линейных электрических цепей" [28].

14.2.2. Синтез эквивалентных схем фильтров

Рассмотрим синтез экивалентной схемы ФНЧ, выполненной по лестничной схеме. Такая схема, состоящая из п элементов L и С, показана на рис. 14.23. Внутреннее сопротивление R_r генератора, подключенного ко входу схемы, и сопротивление R_H нагрузки на ее выходе считаем активными и равными друг другу. Отметим, что во многих практических приложениях главное значение имеет АЧХ фильтра, в то время как другие характеристики (фазочастотная характеристика, характеристика группового времени задержки и др.) обычно рассматриваются и при необходимости корректируются после получения желаемой АЧХ фильтра. Ниже рассматривается синтез эквивалентных схем фильтров по заданной

АЧХ. Идеальную АЧХ для ФНЧ (рис. 14.22, а) невозможно получить с помощью схемы, имеющей конечное число элементов п. Поэтому обычно используют более приемлемый для практики способ задания требований к АЧХ: в диапазоне частот 0≤f≤f_c (полоса пропускания) величина вносимого затухания не должна превышать заданную величину B_ф1, а в полосе f₃≤f<∞ (полоса заграждения) вносимое затухание должно быть больше заданной величины В_ф2 (рис. 14.24). Указанную идеализированную АЧХ аппроксимируют той или иной функцией.                     

Наибольшее распространение на практике получили два вида аппроксимации: максимально плоская и чебышевская. В первом случае вносимое затухание для п-звенного фильтра описывается функцией, предложенной Баттервортом [35]:

разных п показана на рис. 14.25, а. Как следует из рисунка, при f<<f_c B_ф≈0 и не зависит от частоты. Подобная АЧХ максимально приближена к идеальной АЧХ в полосе пропускания, отсюда и ее название -максимально плоская АЧХ. При фиксированных величинах f_C, В_ф1и f₃ увеличение числа элементов в схеме п приводит к возрастанию величины В_ф2 (см. рис. 14.25,а) или при фиксированных величинах f_c, В_ф1 и B_ф2-к уменьшению разницы между f₃ и f_c, т.е. увеличивается крутизна АЧХ.

Во втором случае АЧХ фильтра аппроксимируется с помощью полиномов Чебышева [35]:

Типичная чебышевская АЧХ фильтра нижних частот показана при разных п на рис. 14.25, б. В полосе пропускания подобная АЧХ имеет осциллирующий характер с неизменной амплитудой осцилляции. Увеличить крутизну АЧХ при неизменной амплитуде осцилляции можно, лишь используя схему, с большим числом элементов п. Основное преимущество чебышевских фильтров по сравнению с максимально плоскими-меньшее число элементов в схеме при одинаковых значениях В_ф1, B_ф2, f_c и f₃.

Отметим, что при передаче через фильтр электромагнитных сигналов с достаточно широким спектром частот (широкополосные сигналы) важное значение имеет вид фазочастотной характеристики (ФЧХ) фильтра; ФЧХ-это зависимость аргумента <p₂i коэффициента передачи фильтра от частоты. Предполагается, что у идеального фильтра ФЧХ является линейной функцией частоты. При этом широкополосный сигнал проходит через такой фильтр без искажений. При одинаковых исходных данных ФЧХ максимально плоского фильтра более близка к линейной, чем аналогичная характеристика чебышевского фильтра.

Из (14.5) и (14.6) можно получить следующие формулы для

определения числа звеньев в схеме фильтра:

для максимально плоского фильтра

На практике, как правило, синтез эквивалентных схем фильтров разных типов проводят с помощью синтеза схемы фильтра-прототипа нижних частот. Схема такого фильтра совпадает со схемой ФНЧ (рис.14.23) и имеет такое же число звеньев, а параметры его элементов обозначаются буквами g_1,g_2,…,g_n(g₀ g _n+1) соответствуют активным сопротивлениям генератора и нагрузки). Эти параметры (иногда их называют g-параметрами) являются нормированными параметрами элементов ФНЧ, так как они равны параметрам элементов ФНЧ при ω_с = 1 рад/с и R_H=R_r=1 Ом. Для фильтра-прототипа g-параметры определяют по следующим формулам [34]:

для максимально плоского фильтра

Отметим, что для максимально плоских фильтров элеметы c одинаковыми значениями g в схеме (рис. 14.23) расположены симметрично относительно середины фильтра как для четных, так и для нечетных значений п. Поэтому ко входу и выходу фильтра

должны подключаться одинаковые сопротивления g₀ = g _n+1 чебышевских фильтров указанное свойство выполняется лишь для нечетного числа звеньев в схеме, при п четном симметрия нарушается и получается g₀  ≠g _n+1При необходимости подключения одинаковых сопротивлений ко входу и выходу чебышевского фильтра с четным числом звеньев (например, если фильтр встраивается в линию передачи с заданным волновым сопротивлением) следует включить в схему такого фильтра дополнительный трансформатор сопротивлений.

Исходными данными при синтезе эквивалентной схемы ФНЧ являются следующие величины (рис. 14.24): f_c, f₃, В_ф1, B_ф2, R_H и вид АЧХ. Вначале с помощью исходных данных вычисляют по (14.7) или (14.8) число звеньев в эквивалентной схеме фильтра. Затем по формулам (14.9) или (14.10) рассчитывают g-параметры элементов схемы фильтра-прототипа. Для получения формул, связывающих величины индуктивностей и емкостей эквивалентной схемы ФНЧ с g-параметрами, приравняем нормированные проводимости (умноженные на R_H) элементов, образующих параллельные ветви схемы, и нормированные сопротивления (деленные на R_Н) элементов, образующих последовательные ветви схемы, проводимостям и сопротивлениям соответствующих элементов фильтра-прототипа:

Рассмотрим синтез эквивалентной схемы ПФ, выполненной по лестничной схеме.    Такая схема,  состоящая  из п  последовательных и параллельных контуров из L и С, изображена на рис.14.26. И в этом случае при синтезе эквивалентной схемы испей. льзуют идеализированную АЧХ (рис. 14.27),

для которой в полосе пропускания фильтра f_H≤f≤f_B вносимое затухание В_ф≤В_ф1, а в полосе заграждения f≤f₃₁ и f≥f₃₂ вносимое затухание В_ф>В_ф2. Для максимально плоской аппроксимации этой АЧХ используется функция (14.5), а для чебышевской-функция (14.6), в которой необходима следующая замена частотной переменной:

Следует отметить, что при замене (14.13) АЧХ фильтра-прототипа переходит в АЧХ полосового фильтра (на рис. 14.28 показано преобразование максимально плоской АЧХ).

Исходными данными при синтезе эквивалентной схемы ПФ (см. рис. 14.27) являются следующие величины: f_H, f_В, f₃₁ f₃₂, В_ф1, В_ф2, R_Н и вид АЧХ. Вначале с помощью исходных данных вычисляют по (14.7) или (14.8) при общее число контуров п в эквивалентной схеме фильтра, равное числу элементов в схеме фильтра-прототипа. Затем по формулам (14.9) или (14.10) рассчитывают g-параметры элементов схемы фильтра-прототипа. Действуя как и в случае синтеза эквивалентной схемы ФНЧ, несложно получить следующие формулы для расчета параметров элементов контуров эквивалентной схемы ПФ через g-параметры фильтра-прототипа:

в случае параллельных контуров

Аналогичным образом, используя результаты синтеза фильтра-прототипа и выбирая соответствующую замену частотной переменной в аппроксимирующей функции для АЧХ, синтезируются эквивалентные схемы фильтров верхних частот и режекторные фильтры [35].

Рассмотрим еще одну эквивалентную схему фильтров, выполненную по лестничной схеме. Если в формулах (14.5) или (14.6), аппроксимирующих АЧХ фильтра прототипа (рис.14.23), использовать следующую замену частотной переменной где l- длина отрезка линии передачи, по которой распространяется волна с фазовой скоростью v_ф, АЧХ фильтра-прототипа переходит в АЧХ, имеющую вид периодической функции частоты (на рис.14.29 показано подобное преобразование для максимально плоской АЧХ). При подобной замене частотной переменной реактивное сопротивление любого индуктивного элемента в схеме фильтра-прототипа (см. рис.14.23) переходит во входное реактивное сопротивление короткозамкнутого шлейфа длиной I (12.28), т.е. волновое сопротивление шлейфа. Аналогично реактивная проводимость любого емкостного элемента в схеме рис.14.23 переходит во входную реактивную проводимость разомкнутого шлейфа длиной l (см. формулу (12.28)), т.е. волновое. сопротивление шлейфа. Значит, схема фильтра-прототипа рис.14.23 переходит в схему рис. 14.30, образованную последовательно и параллельно подключенными короткозамкнутыми и разомкнутыми реактивными шлейфами.

В отличие от ранее рассмотренных эквивалентных схем фильтров, содержащих элементы L и С с сосредоточенными параметрами, схема рис.14.30 содержит элементы (отрезки линий), размеры которых соизмеримы с длиной волны.

Такие элементы называют элементами с распределенными параметрами. Схемы, содержащие элементы с распределенными параметрами, имеют периодические АЧХ, что связано с периодическими свойствами отрезка линии передачи. Поэтому поведение схемы рис.14.30 зависит от соотношения l/А. Например, на частотах, для которых  на рис.14.29), схема ведет себя как ФНЧ; при  - как ФВЧ; при 0 < l < Λ/2 - как режекторный фильтр, а при - как ПФ и т.д. Причем если схема рис.14.30 используется в качестве ПФ, то подобный фильтр будет иметь множество полос пропускания, центры которых находятся на частотах, соответствующих длинам волн в линии

14.2.3. Реализация эквивалентных схем фильтров СВЧ

В диапазоне СВЧ, как правило, фильтры строят из элементов с распределенными параметрами. .При этом схемы, состоящие из элементов с сосредоточенными параметрами, рассматриваются как эквивалентные схемы.  Синтезировав эквивалентную схему фильтра, как было показано выше, выполняют второй этап проектирования - реализуют полученную эквивалентную схему. Вначале пытаются с помощью элементов с распределенными параметрами смоделировать поведение сосредоточенных элементов эквивалентной схемы. Однако такой подход к синтезу конструкции СВЧ фильтра является лишь начальным и весьма грубым приближением, поскольку при этом не учитывается ряд важных факторов, влияющих на АЧХ синтезированной конструкции: периодичность частотных характеристик элементов с распределенными параметрами, дисперсия в отрезках линии, влияние неоднородностей в полученной  конструкции  и т.д.  Поэтому получаемую вначале конструкцию рассматривают как первое или начальное приближение при реализации. Затем для полученной конструкции строят уточненную эквивалентную схему, пытаясь учесть ее особенности (влияние неоднородностей, дисперсию и тепловые потери в отрезках линии и т.д.). Уточненная эквивалентная схема позволяет реализовать конструкцию фильтра во втором приближении и т.д. На практике, как правило, при разработке конструкции фильтров   СВЧ   используют  декомпозицию   и   параметрический синтез конструкции, полученной в первом приближении (см.12.6).

Фильтр нижних частот на элементах с распределенными параметрами. Наиболее просто эквивалентную схему ФНЧ (рис. 14.23) можно реализовать с помощью коротких отрезков линии передачи, используя эквивалентные схемы таких отрезков, приведенные в табл. 12.1. В этом случае конструкция ФНЧ состоит из каскадного соединения коротких отрезков линии с высоким. Z_BB и низким 2_ВH волновыми сопротивлениями, включенного в разрыв линии передачи с волновым сопротивлением Z_B, т.е. в данном случае R_H=R_r=Z_B. На рис.14.31 показана микрополосковая конструкция ФНЧ. Обычно при синтезе конструкции величины 2_ВВ и 2_ВН выбирают исходя из конструктивных особенностей линии, а требуемую величину индуктивности или емкости элемента обеспечивают подбором длин отрезков. Отметим, что величина волнового сопротивления линии должна выбираться из условия

физической реализуемости линии и отсутствия в ней высших типов волн. Поэтому, выбрав величины Z_BB и Z_BH, определяют по формулам синтеза для используемой в конструкции линии передачи (см. 10.6) величины w_B и w_H (рис.14.31). В первом приближении длины отрезков l _{1 ,}l_{2 ,…}l _n можно вычислить по формулам табл.12.2. Для определения более точных значений длин отрезков линии строим уточненную эквивалентную схему для нее (рис.14.32). Для этого каждый отрезок линии заменяем полной Т- или П-образной эквивалентной схемой (рис.12.35), величины концевых индуктивностей и емкостей L_K0H и Скон определяем из (12.56) или (12.57) соответственно. Учет влияния дополнительных элементов схемы на конструкцию ФНЧ проводят следующим образом: вначале рассчитывают уточненные значения емкостей, не учитывая концевые индуктивности, т.е. C₁ =C₁-С_конг2 ;Сз=Сз-С_кон2-С_Конз; …;С_п⁼С_п-С_конп-1,по которым рассчитывают   длины   нечетных   отрезков,   реализующие,   эти емкости. Зная новые длины l _{1 ,}l_{3 ,…}l _n вычисляем с их помощью концевые индуктивности и уточненные значения индуктивностей L₂=L₂-L_KOH1 -1кон2;-;L_n-1'=L_n-₁-L_конn-Lко_{H n-1}, позволяющие наайти новые значения длин четных отрезков l _{2 ,}l_{4 ,…}l _n-1.Процесс нахождения уточненных длин всех отрезков повторяют до тех пор, пока их значения не начнут приближаться к некоторым фиксированным величинам (итерационный процесс).

Уточнением эквивалентной схемы рис.14.32 конструкции ФНЧ (см.рис.14.31) является учет влияния неоднородностей, возникающих в местах стыка отрезков линии с высоким и низким волновыми сопротивлениями. На рис.14.33, а показаны неоднородность в микрополосковой линии, образованная скачкообразным изменением ширины полоски, и ее эквивалентная схема (рис.14.33, б), взятая из [36], где приведены также формулы для вычисления С_а и L_a. Поэтому если в схему рис.14.32 в сечениях

1-1,2-2, ...,п-п добавить эквивалентные схемы неоднородностей (рис.14.33), то образуется более точная эквивалентная схема, позволяющая вычислить уточненные значения индуктивностей и емкостей, а следовательно, и более точные величины длин отрезков конструкции. Аналогично синтезируется конструкция ФНЧ на основе любой полосковой или коаксиальной линии.

Полосовые фильтры на элементах с распределенными параметрами. Включаемые параллельно параллельные контуры эквивалентной схемы полосового фильтра (рис.14.26) сравнительно просто реализуются в диапазоне СВЧ, например элементы 4 и б из табл. 12.1, выполненные на любой полосковой или коаксиальной линии; резонансная диафрагма в волноводе (см. рис. 12.38); параллельно подключенные к линии реактивные шлейфы определенной, длины (см.12.1.3); любой объемный резонатор, работающий в проходном режиме в линии передачи. Однако реализация последовательного контура, включенного последовательно в схему (рис.14.26), вызывает затруднения, что связано с необходимостью реализации последовательно подключенной емкости. Казалось бы, что зазор в центральном проводнике коаксиальной линии или в полоске полосковой линии позволяет решить эту задачу. Однако на практике такой зазор используют крайне редко, поскольку для реализации нужных величин емкостей могут потребоваться очень малые зазоры, что создает технологические трудности при изготовлении, кроме того, более точная эквивалентная схема зазора не последовательная емкость, а П-образная цепь, состоящая из последовательной и параллельных емкостей [36]. Обычно последовательно подключенная емкость реализуется с помощью сосредоточенного конденсатора, выполненного в виде ЧИП и изготовленного методами толстопленочной или тонкопленочной технологии [36]. Поэтому самое простое решение при реализации последовательного контура схемы рис.14.26-это каскадное соединение отрезка линии с высоким волновым сопротивлением, реализующим индуктивность, с сосредоточенным конденсатором. Такое решение приемлемо лишь на относительно низких частотах, когда допустимо использовать элементы с сосредоточенными лишь параллельные контуры, включенные параллельно.

Идеальный инвертор сопротивления (рис.14.34)-это четырехполюсник, характеризуемый коэффициентом инверсии К^и. Инвертор имеет следующие свойства: при подключении к его выходу сопротивления Z_H его входное сопротивление Z_BX= (K^и)²/Zh, а фазовый сдвиг, получаемый волной напряжения, проходящей с его входа на выход, равен nπ/2, где n- целое нечетное число. Благодаря свойствам инвертора последовательный контур, включенный в линию последовательно, имеет такое же входное сопротивление, что и параллельный контур, включенный параллельно с инверторами на каждой стороне. На этом основании эквивалентная схема полосового фильтра с использованием инверторов имеет вид, показанный на рис. 14.35. Поскольку при неизменном Z_H (рис.14.34) величина Z_BX инвертора зависит от К, то в эквивалентной схеме рис.14.35 по сравнению со схемой рис.14.26 имеются дополнительные степени свободы при реализации - коэффициенты инверсии инверторов. При этом, чтобы АЧХ схемы (рис.14.35) и схемы (рис.14.26) были бы идентичны, должны выполняться соотношения [35]

В сравнительно узкой полосе частот свойствами, близкими к свойствам идеального инвертора, обладает четвертьволновый отрезок линии передачи, волновое сопротивление которого играет роль коэффициента инверсии (12.29). Такие отрезки и применяют при реализации узкополосных полосовых фильтров, имеющих эквивалентную схему рис.14.35. Подобные конструкции называют фильтрами с четвертьволновыми связями между резонаторами. На рис. 14.36 показана микрополосковая конструкция двухзвенного полосового фильтра, реализующая схему рис.14.35. В качестве инверторов использованы четвертьволновые отрезки МПЛ, волновые сопротивления которых вычисляются по (14.17) в предположении, что все контуры состоят из элементов с одинаковыми параметрами. Контуры реализуются с помощью реактивных шлейфов

(элемент 4 в табл.12.1). Конструкцию (рис. 14.36) можно модифицировать, подключив к концу отрезков длиной l₂ вместо короткого замыкания разомкнутый на конце четвертьволновый отрезок. При этом появляется дополнительное     преимущество: через фильтр можно подавать постоянное напряжение смещения в случае, если к его выходу подключено полупроводниковое устройство.

На рис. 14.37 показана трехзвенная конструкция полосового фильтра на основе прямоугольного волновода, соответствующая эквивалентной схеме (рис.14.35). Фильтр выполнен в виде отрезка волновода, в котором на определенных расстояниях друг от друга впаиваются решетки из индуктивных стержней, образующие проходные объемные резонаторы с колебанием H₁₀₁, реализующие контуры эквивалентной схемы. Количеством индуктивных стержней и их диаметром обеспечивают требуемую нагруженную добротность каждого резонатора (14.16). Поскольку фаза проходящей через неоднородность волны (в данном случае через решетку стержней) зависит от величины проводимости неоднородности, то длина каждого резонатора l_1, l_{2 ,} l ₃ будет несколько отличаться от Λ/2, и ее можно определить, зная проводимость каждой решетки. По той же причине и расстояния между резонаторами l₁₂ и l₂з будут несколько отличаться от Л/4. Необходимые для расчета формулы можно найти в [33]. Из-за неизбежных при изготовлении конструкции   погрешностей   резонансные   частоты   резонаторов   в фильтре могут отличаться от требуемой. Для устранения этого в каждый  резонатор вводится  настроечный емкостной стержень, ввинчиваемый через широкую стенку волновода (рис. 14.37).

Отметим, что емкость, включенная в линию последовательно также обладает свойствами инвертора сопротивлений [35]. Поэтому при реализации эквивалентной схемы (рис.14.35) на полосковых или коаксиальной линии в качестве проходного резонатора используют полуволновый отрезок линии (элемент б в табл. 12.1 в гл.12), а в качестве инвертора - зазор в центральном проводнике линии, эквивалентной схемой которого в первом приближении и является последовательная емкость. На рис. 14.38 показана конструкция двухзвенного коаксиального полосового фильтра. Требуемые величины коэффициента инверсии обеспечиваются подбором

величины зазоров s_1, s₂ и s₃. При этом длина каждого резонатора l₁ и l₂ будет несколько отличаться от Л/2 из-за влияния проводимостей зазоров. Необходимые формулы для расчета таких фильтров (в литературе они известны как фильтры с непосредственными связями между резонаторами) можно найти в [35]. В конструкции (рис.14.38), использующей торцевую связь между резонаторами, весьма сложно получить широкие полосы пропускания, поскольку для этого необходима сильная связь между резонаторами (низкая нагруженная добротность резонаторов), а это требует изготовления очень малых зазоров между проводниками. Поэтому обычно для получения сильной связи между резонаторами фильтра используют боковую связь между проводниками линии (см.10.6). На рис.14.39 показана конструкция трехзвенного микро-полоскового полосового фильтра с боковой связью между резонаторами. В качестве контуров использованы объемные резонаторы, образованные полуволновыми отрезками линии, разомкнутыми с обеих сторон (см.рис. 11.15). Длины всех резонаторов равны Λ/2, a области связи с подводящими линиями и между резонаторами равны Λ/4. Сделав емкости всех контуров схемы (рис. 14.35) одинаковыми и определив величину емкости контура по (12.57) для выбранного объемного резонатора, можно из (14.17) найти коэффициенты инверсии

Волновые сопротивления для четной и нечетной волн в связанных линиях для каждой области ^^связи можно вычислить по формулам [35]:

Зная Z_Be и Z_bo, по формулам синтеза связанных линии рм.10.6) определяем геометрические размеры w и s для каждой области связи.

Отметим, что в конструкции полосового фильтра (рис.14.39) можно использовать резонаторы в виде полуволнового отрезка линии, замкнутого с двух сторон. Для уменьшения габаритов конструкции (рис.14.39) в качестве объемных резонаторов используют четвертьволновые отрезки линии, которые на одном конце разомкнуты, а на другом-замкнуты. При этом образуется весьма малогабаритная конструкция полосового фильтра. На рис. 14.40 показана микрополосковая пятизвенная конструкция полосового фильтра. Подобные фильтры называют в литературе фильтрами на встречных стержнях. Элементы короткого замыкания конструкции (рис. 14.40) можно использовать для крепления проводников при реализации фильтра на линиях с воздушным заполнением (например, симметричная или несимметричная полосковые линии). Применение линий с воздушным заполнением позволяет уменьшить тепловые потери в полосе пропускания фильтра. Как правило, уровень тепловых потерь в полосе пропускания фильтра определяет максимальное количество звеньев в схеме фильтра, которое может реализовать та или иная конструкция. Методика проектирования фильтров на встречных стержнях (рис. 14.40) с помощью фильтра-прототипа изложена в [35].

Отметим, что при использовании объемных резонаторов, образованных отрезками линии, разомкнутой на концах (см. рис.11.15), длины отрезков следует выбирать несколько меньше половины длины волны: l=Λ/2-2∆ l. Это связано с концентрацией электрического поля на концах резонатора, что эквивалентно подключению к отрезку эквивалентной линии краевых емкостей. Величину укорочения 2 ∆ l можно рассчитать по следующим приближенным формулам [30]:                  

для микрополосковой линии

для симметричной полосковой линии 2∆ l ≈О.ЗЗb.

С вопросами проектирования фильтров верхних частот или режекгорных фильтров можно ознакомиться в [35].

14.2.4. Широкополосное согласование с помощью фильтров

Затухание, вносимое фильтром отражающего типа на любой частоте, определяется в основном отражением потока энергии от его входа. Поскольку для реактивного четырехполюсника без потерь справедливо равенство |S₁₁|²=1-|S₂₁|², то для фильтра отражающего типа частотная зависимость коэффициента отражения от входа имеет такой же вид, как и АЧХ вносимого затухания (см. рис.14.25). На этом основании фильтры отражающего типа применяют для согласования комплексных нагрузок с линией передачи. При этом реактивное сопротивление нагрузки рассматривается как последний элемент эквивалентной схемы полосового фильтра. Полоса пропускания фильтра является полосой согласования нагрузки с линией передачи. Предположим, что требуется согласовать линию передачи с волновым сопротивлением Z_B с нагрузкой Z_H, эквивалентная схема которой показана на рис.14.41. В данном случае согласующим

устройством, включаемым между линией и нагрузкой, является полосовой фильтр, последний параллельный контур эквивалентной схемы которого образован емкостью нагрузки С_н и подключаемой ей параллельно индуктивности L_n. Величина L_n

определяется с помощью формулы , где f₀-средняя частота требуемой полосы согласования. Поскольку С„ и R» заданы, то последний контур эквивалентной схемы полосового фильтра должен иметь при этом нагруженную добротность, определяемую по формуле  Поэтому добротности всех остальных контуров в схеме полосового фильтра Q_1,Q_2,.....Q_n-1 следует

определять из условия получения полосового фильтра с требуемой АЧХ (14.16), причем последний контур эквивалентной схемы фильтра имеет заданную добротность. Но как видно из (14.16), (14.9) или (14.10), добротность каждого контура эквивалентной схемы фильтра однозначно связана с полосой пропускания f _В -f_Н и величиной В_ф1 или соответствующей ей максимальной величиной коэффициента отражения Г™, от входа фильтра в этой полосе. Поэтому если добротность хотя бы одного контура задана, то между полосой пропускания фильтра и величиной Г_мах существует вполне определенная связь, естественно разная для фильтров с разными видами АЧХ. Например, для максимально плоского полосового фильтра, используя приведенную здесь формулу для Q_n, а также формулы (14.16) и (14.9), можно записать выражение

Из (14.19) вытекает, что при заданной комплексной нагрузке чем меньше величина В_ф1 (чем меньше Г_мах), тем уже полоса согласования и наоборот. Как показано в [56], для каждой комплексной нагрузки существует максимально достижимая полоса согласования, зависящая от требуемого уровня согласования. Эта полоса тем больше, чем ниже уровень согласования, и наоборот.

14.3. НЕВЗАИМНЬШ'УСТРОЙСТШГСВЧ

14.3.1. Область применения невзаимных устройств

В технике СВЧ используют устройства, являющиеся многополюсниками, которые не удовлетворяют теореме взаимности (см. 5.9). Поэтому такие устройства получили название невзаимных. Они обязательно содержат анизотропные среды, например намагниченные ферриты или плазму. На практике широкое применение находят следующие невзаимные устройства: вентили, циркуляторы и фазовращатели.

Вентилем в технике СВЧ называют двухплечное устройство или четырехполюсник (рис.14.42), в идеальном случае пропускающий электромагнитные волны в одном (прямом) направлении без отражения и поглощения и полностью поглощающий волны, распространяющиеся в другом (обратном) направлении. Матрица || S| | такого устройства записана на рис.14.42. В реальных вентилях в зависимости от рабочего диапазона, конструкции, уровня рабочей мощности потери в вентиле при распространении волны в прямом направлении лежат в пределах от 0,1 до 1 дБ, а при распространении в обратном направлении достигают 15...70дБ. Вентили применяют для согласования произвольной нагрузки с линией передачи.

Циркулятором называют устройство, имеющее несколько плеч, или многополюсник, в котором движение потока энергии происходит в строго определенном направлении, зависящем от ориентации внешнего магнитного поля, намагничивающего ферритовый элемент внутри циркулятора. На рис. 14.43 изображена эквивалентная схема трехплечного циркулятора и записана его идеальная матрица рассеяния. Стрелка указывает направление циркуляции. Мощность, поданная на вход плеча 1 циркулятора, выходит в плечо 2, при этом фаза вектора Е соответствующей электромагнитной волны изменяется на угол φ, а амплитуда остается неизменной (если, конечно, пренебречь отражениями от входа плеча 1 и тепловыми потерями в циркуляторе). В плечо 3 энергия из плеча 1 не ответвляется.

Если подать мощность в плечо 2, то она появится на выходе плеча 3 и т.д. Подобное направление циркуляции энергии обозначают 1 → 2 → 3 → 1. Как будет видно из дальнейшего, изменение ориентации внешнего (намагничивающего) магнитного поля влечет за собой изменение направления циркуляции на обратное 1→3→2-И. Это свойство позволяет применять циркуляторы в качестве быстродействующих переключателей, например, в схемах резервирования (рис.14.44) и других устройствах. С помощью циркулятора можно обеспечить одновременную работу передатчика и приемника на одну антенну (рис.14.45). В этом случае передатчик и приемник могут работать как в непрерывном, так и в импульсном режиме. Как следует из рисунка, энергия передатчика поступает в антенну, а сигнал, принятый антенной, попадает на вход приемника. Поглощающая нагрузка в плече 4 позволяет улучшить защиту приемника от сигналов передатчика в случае реального циркулятора. С помощью циркулятора можно осуществить так называемое высокочастотное уплотнение - антенно-волноводного тракта спутниковой системы связи или радиорелейной линии связи, при котором один и тот же тракт используется одновременно для передачи или приема нескольких широкополосных сигналов. Простейшая схема уплотнения, когда к тракту подведены три передатчика, изображена на рис.14.46. Сигнал с несущей частотой U от первого передатчика поступает в плечо 1 циркулятора и появляется на выходе плеча 2. К плечу 2 циркулятора через полосовой фильтр, пропускающий сигналы с несущей частотой f₂, подключен второй передатчик. Поэтому сигнал от первого передатчика с выхода плеча 2 циркулятора попадает на вход отражающего полосового фильтра, отражается от него, снова проходит циркулятор и выходит в плечо 3 циркулятора. Отразившись от входа полосового фильтра, пропускающего сигналы с несущей частотой f₃, сигнал от первого передатчика, еще раз пройдя циркулятор, выходит в его плечо 4, к которому подключен общий тракт, идущий к антенне. Аналогично сигналы от второго и третьего передатчиков, работающих на несущих частотах f₂ и f з соответственно, поступают на выход плеча 4 и направляются

в общий тракт и в антенну. Отметим, что подобная схема уплотнения может быть, построена и с помощью мостов [57], однако схема (рис.14.46) обладает существенно меньшими габаритами и весом по сравнению с аналогичной мостовой схемой.

Циркулятор можно использовать также в качестве вентиля,  устраняющего отраженную от нагрузки волну (рис.14.47). В этом случае энергия отраженной волны поглощается не в циркуляторе, а во внешней нагрузке. Это имеет существенное значение при сотасовании достаточно мощного передатчика с нагрузкой, где переносимая отраженной волной мощность может оказаться весьма значительной.

Фазовращатели, использующие намагниченные ферриты, по- ' зволяют с помощью изменения внешнего магнитного поля (например, в результате изменения тока в обмотке электромагнита) плавно регулировать фазовый сдвиг, получаемый электромагнитной волной при прохождении через устройство. В отличие от фазовращателей, рассмотренных в 13.5, ферритовые фазовращатели объединяют основные достоинства механических и дискретных фазовращателей: плавная регулировка фазы проходящей волны и отсутствие движущихся механических частей. Намагниченные ферриты позволяют создавать невзаимные фазовращатели, вносящие разные фазовые сдвиги для волн, распространяющихся в противоположных направлениях. К недостаткам ферритовых фазовращателей можно отнести сравнительно высокие вносимые потери -для проходящей волны и необходимость непрерывного пропускания постоянного тока через обмотку электромагнита.

14.3.2. Свойства ферритов в диапазоне СВЧ

Магнитные свойства вещества. Ферриты.Как известно, атомы всех веществ состоят из положительно заряженного ядра и определенного числа отрицательно заряженных электронов. Каждый электрон вращается по некоторой орбите вокруг ядра, одновременно вращаясь вокруг своей собственной оси. Поскольку электрон заряженная частица, то его перемещение по замкнутой траектории эквивалентно протеканию тока в контуре, поэтому орбиту каждого электрона можно рассматривать как элементарную рамку с током. Под влиянием тока, протекающего по рамке, в окружающем пространстве возникает постоянное магнитное поле, силовые линии которого перпендикулярны плоскости рамки. Этому магнитному полю соответствует орбитальный магнитный момент электрона М_орб. Кроме этого, при вращении электрона вокруг своей оси возникает спиновый магнитный момент М_сп.

Электрон обладает определенной массой, поэтому каждый электрон может рассматриваться в первом приближении как волчок (гироскоп) с массой т, вращающийся вокруг центра атома и одновременно вокруг собственной оси. Это обусловливает наличие у электрона двух механических моментов количества движения: орбитального L_орб и спинового L_сп. Теоретические и экспериментальные исследования показали, что

где е и т-соответственно заряд и масса электрона. Знак минус, а значит, и антипараллельная ориентация магнитных и механических моментов обусловлены отрицательным зарядом электрона.

Полный магнитный и механический моменты атома есть геометрические суммы соответственно магнитных и механических спиновых и орбитальных моментов всех электронов в атоме. Магнитный момент ядра примерно на три порядка меньше магнитного момента электрона, поэтому влиянием магнитного момента ядра можно пренебречь.

Исследования вещества показали, что у большинства атомов наблюдается антипараллельная ориентация спиновых магнитных моментов у любых соседних двух электронов на орбите, т.е. суммарный  магнитный  момент этих атомов близок к нулю.   Исключение составляют металлы переходных групп (группа железа, палладия, платины и др.), у которых наблюдается параллельная ориентация спиновых магнитных моментов у части электронов на 1 орбите. Например, у атома железа на предпоследней орбите на-I ходятся четыре электрона с параллельными спинами, у атома кобальта-три и т.д. В постоянном магнитном поле атомы этих металлов ведут себя подобно стрелке компаса: их магнитные моменты ориентируются параллельно приложенному полю.

        Как будет видно из дальнейшего изложения, принцип действия ферритовых устройств диапазона СВЧ основан на взаимодействии магнитного поля электромагнитной волны с нескомпенсированными магнитными моментами атомов, чтооы такое взаимодействие стало возможным, электромагнитная волна должна проникать в вещество и распространяться в нем. В проводники электромагнитные волны почти не проникают. Эту трудность можно устранить, если использовать не ферромагнитные металлы, а обладающие свойствами диэлектриков химические, соединения таких металлов (обычно железа) с другими элементами. Подобные магнитные диэлектрики, называемые ферритами, имеют достаточно высокое удельное сопротивление - порядка 10⁶...10¹¹Ом/см; их относительная диэлектрическая проницаемость зависит от состава феррита и обычно равна 5...20.

Состав простейших ферритов, являющихся твердыми растворами окислов металлов и Fe₂O₃, описывается следующей химической формулой: Me⁺²0-Fe₂0₃, где Ме⁺²-ион двухвалентного металла, обычно это Ni, Co, Mn, Cu, Zn и др. Часто применяют так называемые смешанные ферриты, в состав которых входят одновременно ионы двух и большего числа металлов. Ферромагнитными свойствами обладает соединение вида Y₃Fe₂(Fe0₄)3, называемое иттриевым феррогранатом. Ферриты могут быть поликристаллическими и монокристаллическими. Технология производства поликристаллических ферритов совпадает с технологией производства керамики: из смеси мелко измельченных окислов с пластификатором формируют необходимые образцы ферритовых изделий, которые затем обжигают при температуре 1000-1400 °С. Ферритовые монокристаллы (например, иттриевые феррогранаты) выращивают по технологии, сходной с технологией полупроводниковых материалов.

Экспериментальные исследования показали, что в ферритах вклад орбитальных моментов в общий момент обычно мал, поэтому магнитные свойства ферритов определяются в основном спиновыми магнитными моментами атомов.           

Прецессия магнитного момента. Предположим, что электрон с магнитным моментом М_сп и механическим моментом L_сп помещен во внешнее постоянное магнитное поле Ho=z_oHo, направление которого не совпадает с М_сп, (рис. 14.48). Под влиянием внешнего поля магнитный момент стремится повернуться и установиться параллельно Н_о, причем вращательный момент Т равен {58]:

Т=[М_СП,Н₀].                                     (14.21)

Однако наличие механического момента L_сп делает электрон подобным гироскопу, ось которого под влиянием действующих сил процессирует (вращается). Поэтому под действием поля Н_о концы векторов L_сп и М_сп начинают прецессировать вокруг Н_о. Траектория движения концов этих векторов изображена на рис. 14.48 сплошной

линией. Скорость перемещения L_сп равна величине вращательного момента T:dL_сп/dt=T= - [М_сп, Но]. Подставив в это равенство значение L_сп   из (14.20), приходим к уравнению

Решение уравнения (14.22), выполненное в [58], показывает, что конец вектора М_сп описывает окружность, вращаясь по часовой стрелке, если смотреть вдоль вектора Н_о (рис. 14.48). При этом круговая частота вращения вектора, называемая круговой частотой свободной процессии, вычисляется по формуле

В реальных ферромагнитных средах всегда имеет место потери. Поэтому конец вектора М_сп движется по свертывающейся спирали, как показано пунктиром на рис. 14.46. Через время порядка 10^-8 прецессия практически полностью прекращается, и вектор М_сп устанавливается параллельно Н_о.

При определенной величине Н_о, зависящей от состава ферритового образца, его формы и некоторых других факторов, практически все нескомпенсированные магнитные моменты ориентируются параллельно друг другу и внешнему полю. Феррит намагничивается до насыщения. В результате вектор магнитного момента единицы объема феррита М_о, равный произведению М_сп на число N некомпенсированных магнитных моментов в единице объема, установится параллельно Н_о:Мо=NМ_сп=z_оМ.

Вектор Н_о оказывает одинаковое влияние на все нескомпенсированные магнитные моменты. Поэтому уравнение (14.22) описывает движение не только магнитного момента отдельного электрона, но и всех магнитных моментов в единице объема, т.е. в (14.22) можно вместо М_сп подставить М_о.

Тензор магнитной проницаемости феррита. Если в намагниченной под воздействием поля Н_о ферритовой среде распространяется электромагнитная волна с произвольно ориентированным вектором напряженности магнитного поля H = H_mcos(ωf),  то на магнитные моменты действует суммарное поле с вектором

В этом случае ориентация в пространстве вектора H_s не остается  постоянной,  ибо длина  вектора  Н изменяется  по  гармоническому закону (кроме случая Н||Но ,  но этот случай не представляет интереса для рассматриваемых здесь вопросов). Изменение ориентации вектора Н вызывает прецессию магнитных моментов. Эта прецессия уже не будет затухающей, так как отсутствует какое-либо определенное направление внешнего поля, параллельно которому могли бы установиться магнитные моменты. Возникает так называемая вынужденная прецессия, частота которой совпадает с частотой электромагнитной волны.

Если ||Н_т | |<< Н_о, отклонения вектора Н_Σ от оси Z незначительны, соответственно невелики и отклонения суммарного вектора магнитного момента единицы объема M_Σ от оси Z. В этом

14.3.3. Распространение электромагнитных волн в - неограниченной ферритовой среде

Уравнения Максвелла. Электромагнитные волны, распространяющиеся в однородной безграничной ферритовой среде, равномерно намагниченной внешним полем Н_о, ориентированным параллельно оси 2, должны удовлетворять уравнениям Максвелла, записанным с учетом (14.30):

Ограничимся рассмотрением двух наиболее интересных случаев:

направление распространения волны в феррите совпадает с направлением поля Н_о (продольное намагничивание);

направление распространения волны в феррите перпендикулярно направлению поля Н_о (поперечное намагничивание).

Продольное намагничивание. Пусть электромагнитная волна распространяется вдоль оси 2. Поскольку намагниченная ферритовая среда предполагается однородной, в ней возможно распространение плоских волн. Рассматривая такие волны, положим ^в (14.33) и (14.34) д/дх = д/ду=0. При этом, как следует из третьих Уравнений указанных систем, Ё_тz=Н_mz=0, т.е. распространяющаяся волна, как и в случае изотропной среды, является поперечной. При этом так же, как в случае изотропной среды, поперечные составляющие векторов Ё  и Н связаны соотношениями где β_z-коэффициент распространения  плоской  волны  в ферритовой  среде.   Подставив": выражения для Ё_тх и Ё_тx в (14.33), получим

которой согласно (14.35) составляющие магнитного поля связаны равенством Н_ту=-iН_тх; вектор Н_т имеет круговую поляризацию и его направление вращения совпадает с направлением вращения М_сп при свободной прецессии (рис.14.48), т.е. вращается по часовой стрелке в плоскости XOY, если смотреть вдоль направления постоянного магнитного поля; припишем знак"+" всем параметрам и составляющим векторов поля этой волны,  например вектор

говую поляризацию, и его направление вращения противоположно направлению вращения М_сп при свободной прецессии (рис.14.48), т.е. вращается против часовой стрелки в плоскости XOY, если смотреть вдоль направления постоянного магнитного поля; припишем знак "-" всем параметрам и составляющим векторов поля этой волны, например вектор магнитного поля этой волны обозначим.

Отметим, что согласно (14.32) в намагниченной ферритовой, среде  т.е. указанные волны в общем случае распространяются с разными фазовыми скоростями.

Как было показано выше , потери в феррите приводят к затуханию свободной прецессии. Если на частоте ω₀ свободной прецессии передавать прецессирующим электронам энергию, равную теряемой ими, то прецессия станет незатухающей. Роль такого источника, компенсирующего потери и

поддерживающего свободную прецессию, может выполнять электромагнитная волна с круговой поляризацией магнитного поля, если направление и частота вращения вектора Н_т совпадают с направлением и частотой свободной прецессии (рис. 14.48). Такой волной и является волна с вектором  на частоте Если частота волны с вектором  отличается от ω_о, то магнитное поле волны препятствует стремлению магнитного момента электрона прецессировать с частотой ω₀. Поэтому амплитуда прецессии при ω ≠ω₀ меньше, чем при ω = ω₀. Но на поддержание прецессии с меньшей амплитудой необходимо затратить меньшую энергию. Следовательно, при ω = ω_о амплитуда прецессии магнитного момента наибольшая, и волна с вектором  испытывает в феррите максимальное поглощение. На рис.14.49 показана зависимость амплитуды прецессии магнитного момента и величины затухания, испытываемого волной с вектором от величины внешнего намагничивающего поля.

Явление резкого увеличения затухания, испытываемого электромагнитной волной с вектором , при напряженности внешнего магнитного поля Н_0рез⁼ω/γ_сп получило название продольного ферромагнитного резонанса. Круговую частоту ω_о, на которой это затухание происходит, называют круговой частотой продольного ферромагнитного резонанса.

Совершенно по-иному взаимодействует феррит с волной с вектором . Вектор  вращается в сторону, противоположную направлению вращения свободной прецессии. Поэтому независимо от частоты электромагнитного поля и величины напряженности внешнего магнитного поля, амплитуда прецессии оказывается малой, и соответственно будет мало затухание, испытываемое волной в феррите.

На рис. 14.50 показана зависимость  от величины Н_о. График  вблизи Но=Н_Орез построен с учетом того, что при  наличии потерь в феррите вектор В_т⁺ в области резонанса не стремится к бесконечности, как это следует из (14.31) и (14.32), а лишь достигает максимального значения.

Рассмотрим еще одно явление (эффект Фарадея), которое происходит в продольно намагниченной ферритовой среде при распространении электромагнитных волн. Возбудим в такой среде волну, у которой вектор Н_т линейно поляризован и совпадает по

направлению с осью Н_т =х₀Н_т (рис.14.51). Как известно (см. 6.3), линейно поляризованную волну можно представить в виде суммы

зависит от длины пути l, пройденного волной вдоль оси Z. Поэтому i у волны, распространяющейся в феррите, вектор Н_т сохраняет линейную поляризацию, но в зависимости от l меняется угол, наклона у вектора Н_т к оси X, т.е. происходит поворот плоскости поляризации распространяющейся волны. Угол поворота ψ тем больше, чем длиннее   путь,   пройденный   волной   в феррите. Более подробный анализ показывает, что угол ψ возрастает при увеличении намагниченности М_о, диэлектрической проницаемости феррита, зависит от Н_о,ω и ряда других факторов [58]. Поскольку при Н₀<Н_0рез (рис.14.50) μ⁺ в этом случае плоскость

поляризации поворачивается по часовой стрелке, если смотреть вдоль Н_о. При Н₀>Н_0рез направление поворота плоскости поляризации меняется на противоположное.

Описанное явление поворота плоскости поляризации электромагнитной волны, распространяющейся в продольно намагниченной ферритовой среде, получило название эффект Фарадея.

Поперечное намагничивание. Предположим, что плоская волна распространяется вдоль оси X в намагниченной ферритовой среде (H₀=z₀H) (рис.14.48). Полагая в (14.33) и (14.34) д/ду = = d/dz = 0, замечаем, что система уравнений (14.33) и (14.34) распадается на две независимые системы:

Вектор Н_т волны с коэффициентом фазы β_х1 согласно (14.39) лежит в плоскости XOY, перпендикулярной вектору Н_о,  и имеет при μ≠μ_ас эллиптическую поляризацию. Вектор Ё_т этой волны параллелен Н_о. Эта волна является волной типа Н, поскольку

имеет составляющую Н_мх, параллельную направлению распространения волны (оси X).

Аналогично, исключив Ё_ту из (14.40), получаем У плоской волны с коэффициентом распространения р_х2 согласно (14.40) вектор Н_т|| Н_о, из-за чего эта волна не вызывает прецессию

магнитного момента. Коэффициент фазы волны имеет такое же значение, какое он имел бы для немагнитной среды с диэлектрической проницаемостью ε. Вектор Е_т волны перпендикулярен Н_о и направлению распространения волны, поэтому рассматриваемая волна является ТЕМ-волной.

Рассмотрим некоторые свойства Н-волны в феррите, имеющей коэффициент фазы β_Х1, вычисляемый по (14.42). В реальных ферритах диэлектрическая проницаемость является комплексной

графиков рис.14.50, . поэтому при величина  При этом бесконечно возрастает мнимая часть коэффициента распространения β_х1. Это означает, что распространяющаяся в феррите волна интенсивно затухает. Это явление называется поперечным резонансом. Отметим, что в рассматриваемом случае затухание волны не связано с явлением ферромагнитного резонанса, который наблюдается в продольно намагниченных ферритах, а объясняется бесконечно большим значением магнитной проницаемости  феррита и наличием диэлектрических потерь в нем. Более детальный анализ показывает, что вблизи точки поперечного резонанса резко возрастают не только диэлектрические, но и магнитные потери. Из графиков (рис.14.50) видно, что отрицательным значениям соответствуют значения напряженности внешнего поля Н_о, меньшие резонансной величины H_Qрез. Значит, поперечный резонанс возникает при более низких значениях  намагничивающего поля, чем продольный. Формулу для можно получить из условия μ = 0, при котором  что с учетом (14.32) позволяет получить формулу

Эффект смещения поля в продольно и поперечно намагниченных ферритах. При μ⁺<0 (рис.14.50) коэффициент фазы  становится чисто мнимым, что соответствует стоячим волнам с экспоненциально убывающей вдоль оси 2 амплитудой. Поэтому при μ⁺<0 распространение волн с вектором в продольно намагниченной среде становится невозможным. Если ферритовая среда имеет конечные размеры в поперечном сечении (продольно намагниченный ферритовый цилиндр, пластина и т.д.), то волна с вектором  из феррита вытесняется и распространяется вне ферритовой среды вдоль границы феррит-воздух. В то же время волна с вектором , нормально распространяется в ферритовой среде, поскольку  Это явление получило название эффект смещения поля.

Аналогичное явление имеет место в поперечно намагниченном феррите для Н-волны, когда 

Подставляя в значения из (14.32), определяем напряженность внешнего магнитного поля, при котором  т.е. имеет место эффект смещения поля в продольно и поперечно намагниченных ферритах:

14.3.4. Ферритовые вентили

Наибольшее распространение в технике СВЧ получили следующие типы вентилей: резонансные, вентили на "смещении поля" и предельные.

Резонансные вентили.' Принцип действия таких вентилей основан на явлении поперечного резонанса. Рассмотрим конструкцию резонансного вентиля на основе прямоугольного волновода, работающего в одноволновом режиме (рис.14.52). Чтобы стал понятен принцип действия этого вентиля, рассмотрим изменение во времени магнитного поля волны Н₁₀ в некотором продольном сечении, параллельном плоскости XOY. Поскольку продольной осью в данном случае (см. рис.14.52) является ось Y, а не ось Z, как в 10.1, то составляющие напряженности магнитного поля волны Н₁₀, бегущей вдоль положительного направления оси У, можно записать в виде

Как следует из (14.45), составляющие Н_тх и Н_ту сдвинуты по

фазе на -к/2, а их модули зависят от координаты х. В общем случае модули этих составляющих не равны, поэтому поляризация магнитного поля эллиптическая. Вблизи боковых стенок волновода (при х = 0и х = а)ив центре широких стенок (при х = а/2) магнитное поле волны Н_ю имеет линейную поляризацию, поскольку в этих точках одна из составляющих вектора напряженности магнитного поля обращается в нуль. В тех сечениях, где  поляризация магнитного поля будет круговой. Так как составляющая Н_ту при переходе через точку х = а/2 меняет знак, то во всех сечениях при 0 < х < а/2 вектор Н_т вращается по часовой стрелке, если смотреть вдоль оси 2, а в сечениях при а/2 < х < а – против

часовой стрелки. Приравнивая модули составляющих магнитного   поля,   получаем   следующее  выражение:  позволяющее определить значение координаты х₀, при которой Н_т имеет круговую поляризацию. Записанное уравнение для 0<х<а имеет два решения: для средней частоты диапазона одноволновой работы волновода имеем

Помещаем высечение с координатой х_О2 тонкую ферритовую пластину и намагничиваем ее внешним постоянным магнитным полем, направленным вдоль оси Z, H_o=zoHo (см. рис.14.52). В этом случае в сечении с координатой х₀₁ поляризация магнитного поля волны Н₁₀ такая же, как у вектора Н⁺_т (см. 14.3.2), а в сечении с координатой х_О2-как у вектора Изменим направление движения волны в волноводе на противоположное (обратная волна). Для нее в (14.45) следует заменить β на (-β), т.е. изменение направления распространения волны по волноводу изменяет на противоположное направление вращения вектора магнитного поля волны в точках волновода. Поэтому обратная волна в сечении с координатой х_О1 будет иметь поляризацию, совпадающую с поляризацией поля Н^- а в сечении с координатой х_О2-с поляризацией поля Н⁺.

Если величину намагничивающего поля Н_о выбрать так, чтобы на заданной частоте выполнялось равенство (14.43), что соответствует поперечному резонансу в ферритовой пластине, то для прямой волны феррит представляет диэлектрик с магнитной проницаемостью  Поэтому прямая волна проходит отрезок волновода с ферритовой пластиной без существенных потерь. Напротив, обратная волна, имеющая поляризацию магнитного поля, совпадающую с Н⁺ в месте расположения феррита, будет интенсивно затухать в феррите. Поскольку х_О1 и х₀₂ зависят от частоты, то с повышением частоты сечение с круговой поляризацией магнитного поля смещается в сторону ближайшей узкой стенки, а при понижении частоты- к центру волновода. При этом ферритовая пластина оказывается в сечении с эллиптической поляризацией магнитного поля волны, что приводит к увеличению затухания для прямой волны и к уменьшению затухания -для обратной.

Для ослабления зависимости структуры поля в волноводе от частоты в волновод вводят пластину из диэлектрика с высокой диэлектрической проницаемостью, а тонкую ферритовую пластину наклеивают на диэлектрик (рис. 14.53). При этом значительная часть энергии, распространяющаяся по волноводу, проходит через

область, где размещена диэлектрическая пластина. Благодаря этому зависимость структуры поля от частоты, характерная для обычного волновода, становится менее выраженной. Одновременно возрастает концентрация поля в ферритовой пластине, что приводит к существенному увеличению затухания обратной волны на единицу длины по сравнению с ферритовой пластиной без диэлектрика (см. рис.14.52). Использование диэлектрической пластины расширяет рабочий диапазон вентиля и увеличивает вентильный эффект на единицу длины, что позволяет сократить длину вентиля. Толщина диэлектрической пластины, ее положение в волноводе, параметры диэлектрика подбирают так, чтобы на границе, где расположен феррит, поляризация магнитного поля волны была близка к круговой. Концы диэлектрической пластины заостряют для уменьшения отражений от вентиля.

Конструкция резонансного вентиля, где для создания намагничивающего поля использован постоянный магнит, показана на рис. 14.53. Такая конструкция успешно используется при малой и средней мощности, переносимой волнами по волноводу.

При сравнительно высокой передаваемой мощности используют иную конструкцию (рис. 14.54). Это связано с тем, что в резонансном вентиле практически вся мощность обратной волны рассеивается в феррите, что приводит к его нагреву. При чрезмерном нагреве, поскольку феррит плохо проводит тепло, может произойти отклеивание ферритовой пластины и даже ее разрушение. Поэтому в конструкции вентиля для высокого уровня мощности используют две ферритовые пластины, наклеиваемые непосредственно на широкие стенки волновода (рис.14.54). В случае необходимости используют воздушное принудительное или жидкостное охлаждение волновода.

Резонансные вентили можно построить на коаксиальной или полосковых линиях передачи. TЕМ -волна, основной тип волны в таких линиях, не имеет продольной составляющей магнитного поля. В связи с этим в таких линиях отсутствуют точки с круговой поляризацией магнитного поля, что мешает созданию резонансного вентиля. Поэтому обязательным предварительным условием реализации

резонансного вентиля является получение в таких линиях областей с круговой или близкой к ней поляризацией магнитного поля распространяющейся волны. Основным способов создания круговой поляризации является частичное заполнение поперечного сечения линии диэлектриком с большой диэлектрической проницаемостью. На рис.14.55 и 14.56 приведены поперечные сечения конструкций резонансного вентиля на коаксиальной линии и на симметричной полосковой линии соответственно. В отрезке линии с диэлектриком возникает гибридная волна, имеющая кроме поперечной и продольную составляющую магнитного поля. При определенных условиях, подобрав степень заполнения линии диэлектриком, его форму и величину диэлектрической проницаемости, можно добиться того, что поляризация магнитного поля волны станет вблизи ферритовых пластин круговой. Поскольку отсутствует дисперсия основной волны в таких линиях, резонансные вентили на подобных линиях работают в широкой полосе частот (удается получить даже октавную полосу).

Общим недостатком резонансных вентилей являются сравнительно большие габариты и масса, что в значительной степени определяется постоянного магнита, поскольку для обеспечения поперечного резонанса в феррите требуется большое намагничивающее поле.

Вентили на "смещении поля". Такие вентили выгодно отличаются от резонансных меньшими габаритами и массой, поскольку согласно (14.44) величина намагничивающего поля в них в 1,5...2 раза меньше, чем в резонансных. Принцип действия основан на явлении смещения поля, существующем в линиях передачи, содержащих намагниченные ферритовые элементы (см.14.3.3). В прямоугольный волновод помещается достаточно толстая ферритовая пластина, как показано на рис. 14.57. Пластина намагничивается внешним постоянным магнитным полем Н_о, направленным вдоль оси Z. Обратная волна, распространяющаяся по , волноводу в направлении, противоположном направлению оси Y, феррите имеет поляризацию магнитного поля, совпадающую с Н⁺.

Магнитная проницаемость феррита для этой волны равна μ⁺. Для намагничивающих полей Н_о, удовлетворяющих (14.44), μ⁺<0 и обратная волна не может распространяться в феррите. Она вытесняется из него и распространяется в виде поверхностной волны вдоль границы феррит- воздух. Распределение амплитуды вектора Е обратной волны в поперечной плоскости волновода с ферритом показано на рис.14.57. Прямая волна, распространяющаяся по волноводу вдоль оси Y, в феррите имеет поляризацию магнитного поля,

совпадающую с Н^-, поэтому магнитная проницаемость феррита для этой волны равна  Однако ее структура в волноводе с ферритом достаточно сильно отличается от структуры волны Н₁₀.Подбирая  толщину  ферритовой  пластины   и   величину  намагничивающего поля, добиваются для прямой волны распределения , поля в поперечной плоскости, показанного на рис.14.57. В этом случае для образования  вентиля достаточно  на левую  граньферритовой   пластины   нанести   тонкую   поглощающую   пленку,поглощающую обратную волну намного сильнее, чем прямую. На рис.14.58 изображена конструкция волноводного вентиля на

“смещении поля”. Ферритовая пластина с согласующими скосами приклеивается к стенке волновода. Поглощающий слой, как правило, напыляется на феррит. Поскольку мощность обратной волны рассеивается в поглощающем слое, уровень рабочей мощности такого вентиля определяется качеством поглощающего слоя. Использование термостабильных нихромовых или оксидных поглощающих пленок позволяет применять такие вентили не только при низких, но и при средних уровнях передаваемой через вентиль мощности [59].

Эффект смещения поля существует и Р полосковых линиях, полностью заполненных поперечно намагниченным ферриром. На рис. 14.59 показано поперечное речение симметричной полосковой линии. В этом случае в области намагничивающих

полей, где μ⁺<0 и. прямая и обратная волны   V вытесняются из линии с ферритом. Однако если для прямой волны максимум электрического поля смещается к левому краю полоски, то для обратной -к правому (рис.14.59). На рис. 14.60 показана конструкция вентиля на "смещении поля", построенная на основе симметричной полосковой линии. В данном случае используются ферритовые пластины с согласующими скосами, на правые боковые поверхности (по рисунку) которых нанесены поглощающие пленки. При этом обратная волна при прохождении вентиля будет испытывать большое затухание за счет рассеяния мощности в пленках, а прямая волна будет проходить через вентиль с небольшим затуханием.

Вентили на "смещении поля" отличаются простотой конструкции, надежностью и компактностью. Однако они работают при сравнительно низких уровнях мощности.

Предельные вентили. Принцип действия таких вентилей основан на явлении невзаимной предельности, существующей в линиях передачи, заполненных поперечно намагниченными ферритами. Например, если вблизи правых (по рис.14.60) боковых поверхностей  ферритовых  пластин   разместить  металлическую пластину, имеющую контакт как с полоской, так и с экранирующими пластинами линии (рис.14.61), то образуется Ш- образная полосковая  линия.   Если  параметры  феррита  и  величину  намагничивающего поля подобрать так, чтобы в линии с ферритом возник эффект смещения поля (см. рис.14.59), то в Ш- образной линии с намагниченным   ферритом   прямая   волна,   имеющая   незначительное поле вблизи боковой металлической пластины, будет распространяться  с небольшим  затуханием.   Обратная  волна, имеющая максимум поля в месте расположения металлической пластины, распространяться по Ш- образной линии с ферритом не сможет, т.е. для обратной волны Ш- образная линия является предельной. Используя согласующие элементы (например, реактивные шлейфы) на входе и выходе Ш-образной линии с намагниченным ферритом, можно обеспечить полное рассеяние энергии отраженной волны в феррите и почти полное прохождение волны через вентиль. На рис.14.61 показана конструкция предельного вентиля на симметричной полосковой линии. Для согласования подводящих линий (симметричные полосковые линии) с Ш-образной линией, заполненной ферритом, использованы реактивные разомкнутые на конце шлейфы (отрезки

симметричной полосковой линии). За счет конечной проводимости феррита и металлических проводников Ш-образной линии удается рассеять энергию обратной волны.

Аналогичное явление существует и в прямоугольном волноводе, частично заполненном намагниченным ферритом. Это позволяет построить предельный вентиль на основе прямоугольного волновода [58].

Основное достоинство предельного вентиля по сравнению с резонансным и вентилем "на смещении поля" заключается в возможности получения больших затуханий обратной волны на единицу длины линии с ферритом (на 1 см удается получить затухание обратной волны более 30...40дБ). Это позволяет создавать весьма малогабаритные конструкции вентилей, обладающих малым весом и высокой надежностью.

Более подробно вопросы проектирования различных вентилей рассмотрены в [58-60].

14.3.5. Ферритовые фазовращатели

В настоящее время разработано большое число различных фазовращателей, использующих эффекты в линиях передачи с намагниченными ферритами. В таких устройствах регулировка фазы осуществляется за счет изменения величины внешнего постоянного магнитного поля, что приводит к изменению магнитной проницаемости феррита и, следовательно, к изменению фазовой скорости распространяющейся по ферриту волны.

Ферритовые фазовращатели делятся на взаимные и невзаимные. Фазовый сдвиг, вносимый взаимным фазовращателем, не зависит от направления распространения волны в нем. Невзаимный фазовращатель вносит фазовый сдвиг, зависящий от направления распространения волны.

Рассмотрим невзаимный фазовращатель на основе прямоугольного волновода (см. рис.14.52). Как и в случае резонансного вентиля, тонкая ферритовая пластина помещается в сечение с круговой поляризацией магнитного поля волны Н₁₀ и намагничивается постоянным магнитным полем, направленным вдоль оси Z- Однако величина Н_о выбирается так, чтобы избежать значительного поглощения волны Н₁₀ в феррите. При этом по отношению к прямой и обратной волнам, имеющим поляризацию, совпадающую с поляризацией Н^- и Н⁺ соответственно, намагниченный феррит ведет себя как среда с разной магнитной про-чицаемостью μ^- и μ⁺ .В результате чего коэффициенты распространения прямой и обратной волн оказываются разными в отрезке волновода с ферритом, имеющем длину l. При этом прямая

волна, пройдя такой отрезок, получит фазовый сдвиг  а обратная волна-  Разность фаз  называется невзаимным фазовым сдвигом. Обычно в регулируемых фазовращателях используют вместо постоянных магнитов электромагниты. Плавно изменяя ток в обмотке электромагнита, удается плавно менять вносимый фазовый сдвиг.

Аналогично   строятся   конструкции невзаимных фиксированных илирегулируемых   ферритовых   фазовращателей   на   основе   коаксиальной (см. рис.14.55) или полосковой (см. рис.14.56) линии.

Применение невзаимных ферритовых фазовращателей в фазированных антенных решетках, работающих как в передающем режиме, так и в приемном, вызывает определенные трудности, связанные с необходимостью специального переключения фазовращателей с режима передачи на режим приема. Поэтому, как правило, в схемах питания таких антенн используют взаимные ферритовые фазовращатели. Широко применяемая на практике конструкция  взаимного фазовращателя  показана  на  рис. 14.62. Круглый ферритовый стержень с согласующими скосами размещается вдоль оси прямоугольного волновода. Снаружи на волновод помещается управляющая обмотка электромагнита, создающего внешнее магнитное поле. Поскольку и прямая, и обратная волны на оси волновода имеют линейную поляризацию магнитного поля, то вносимый фазовый сдвиг не зависит от направления распространения волны по волноводу, а зависит от величины тока в обмотке, марки феррита и его геометрических

размеров.

Вопросы проектирования как взаимных, так и невзаимных ферритовых фазовращателей на разных типах линий передачи I изложены в [58-61].       

14.3.6. Циркуляторы

Y-циркулятор. Волноводный Y-циркулятор представляет собой Н- плоскостное Y-сочленение прямоугольных волноводов, в центре которого помещен ферритовый цилиндр (рис. 14.63). Все прямоугольные волноводы, образующие плечи тройника, рассчитаны на одноволновый режим работы. Внешнее магнитное поле, создаваемое постоянным магнитом (как показано на рисунке) либо электромагнитом, ориентировано  параллельно оси цилиндра. Высота ферритового цилиндра обычно равна высоте волновода, но иногда используют ферриты несколько меньшей высоты. В Y-циркуляторах, предназначенных для работы на высоком уровне мощности, для улучшения отвода тепла ферритовый цилиндр разрезают на две цилиндрические части, каждая из которых приклеивается к соответствующей широкой стенке волноводав центре Y-сочленения. Принцип действия Y-циркулятора заключается в следующем. Предположим, что в плече 1 циркулятора возбуждена волна Н₁₀, распространяющаяся в направлении ферритового цилиндра. В результате дифракции волны на цилиндре возникают две волны, одна из которых (левая) обегает ферритовый цилиндр по часовой стрелке, а другая (правая) - против часовой стрелки (рис.14.64). Как было показано при рассмотрений резонансного ферритового вентиля, направления вращения вектора магнитного поля волны H₁₀ в правой относительно центра половине волновода и в его левой половине противоположны.

Поэтому магнитная проницаемость ферритового цилиндра для волн, обегающих его справа и слева, различна. Это обусловливает различие коэффициентов распространения для левой (β⁺) и правой (β^-) волн, т.е. проходя одинаковый путь l вдоль поверхности цилиндра волны получают разный фазовый сдвиг φ⁺= β ⁺ l  и φ^-= β ^-l  соответственно. В результате на поверхности ферритового цилиндра устанавливается стоячая волна. При заданной частоте путем подбора марки феррита и его диаметра можно добиться, чтобы по окружности цилиндра укладывалась одна волна с двумя узлами (рис.14.65). Положение узлов и пучностей этой волны зависит от величины намагничивающего поля Н_о, поскольку при изменении Н_о изменяются β⁺ и β ^-для волн, обегающих феррит слева и справа. Величину Н_о подбирают так, чтобы один из узлов стоячей волны напряженности электрического поля располагался напротив плеча 3, как показано на рис. 14.65. В этом случае волна Н ₁₀ в плече 3 не возбуждается, а возбуждаются волны высшего типа, например волна Н ₂₀  Поэтому мощность в плечо 3 не ответвляется. Поскольку пучность электрического поля стоячей

волны на феррите находится вблизи средней линии волновода плеча 2, то в плече 2 возбуждаектся волна Н₁₀ и энергия из плеча 1 практически полностью проходит в плечо 2.

Аналогично можно показать, что при возбуждении плеча 2 вся энергия поступает в плечо 3, и т.д. При изменении направления внешнего магнитного поля направление циркуляции меняется на обратное 1→3→2→1. Это связано с изменением фазовых сдвигов, получаемых волнами, обегающими феррит слева и справа: для "левой" волны будет сдвиг φ^-, а для "правой" φ⁺. При этом на поверхности феррита возникает стоячая волна, у которой узел электрического поля располагается напротив плеча 2.

Основными параметрами реальных циркуляторов являются: развязка  вносимые потери  и согласование со стороны каждого из плеч циркулятора, характеризуемое КСВ. Как показывают анализ и эксперимент, частотные характеристики Y-циркулятора имеют резонансный характер (рис.14.66). При этом L_pa3 и L_BH связаны с КСВ на входе каждого плеча: чем больше КСВ, тем меньше L_pa3 и больше L_BH.Отметим, что L_BH для циркулятора складывается из тепловых потерь в феррите и стенках тройника и потерь за счет отражения от входа. Конструкция, показанная на рис. 14.63, позволяет получить L_раз>20дБ в полосе 3...5% от средней частоты f₀ [58]. Для увеличения рабочей полосы частот расширяют полосу согласования циркулятора на входе. Для этого используют согласующий трансформатор, выполненный в виде диэлектрического кольца, надеваемого на ферритовый цилиндр (рис. 14.67).

На рис.14.68 показана конструкция микрополоскового Y-циркулятора. В центре микрополоскового Y-сочленения располагается металлический диск, под которым в подложке размещен ферритовый диск, намагниченный вдоль своей оси (на рис. 14.68 магнитная система не показана). Обычно диаметр металлического диска или равен или несколько меньше диаметра ферритового диска. Наиболее простой конструкция такого У-циркулятора получается, если в качестве подложки микрополосковой

линии используется ненамагниченный феррит. В этом случае для образования циркулятора с помощью внешнего магнита намагничивают часть подложки под металлическим диском. При этом целостность подложки не нарушается.

Принцип действия циркулятора (рис.14.68) такой же, как и в случае волноводного Y-циркулятора. Расширение рабочей полосы частот циркулятора обычно обеспечивают, включая во все плечи согласующие четвертьволновые трансформаторы.

Вопросы проектирования волноводных и полосковых Y-циркуляторов изложены в [58, 59, 62]. Отметим, что из всех видов циркуляторов, существующих в настоящее время, Y-циркуляторы получили наибольшее распространение, что объясняется простотой их конструкции, малыми размерами и весом, а также возможностью использования в интегральных схемах.

Циркулятор на эффекте Фарадея. Конструкция циркулятора показана на рис.14.69. Все отрезки прямоугольного и круглого волноводов рассчитаны на одноволновый режим. Плечо 1 образовано отрезком прямоугольного волновода, который с помощью плавного перехода соединяется с отрезком круглого волновода. При возбуждении плеча 1 волна Н_1о, распространяющаяся в этом плече, с помощью плавного перехода трансформируется в волну Н₁₁ круглого волновода с вертикально ориентированным вектором Е в центре поперечного сечения волновода. Прямоугольный волновод, образующий плечо 3, составляет с круглым волноводом Т-тройник (см. рис.13.30). Благодаря такому расположению Т-тройника волна Н₁₁, распространяющаяся по круглому волноводу, в плечо 3 не ответвляется (см. 13.4.2), проходит на вход отрезка круглого волновода, содержащего продольно намагниченный ферритовый стержень, расположенный на оси круглого волновода. Внешнее намагничивающее поле создается с помощью электромагнита. Параметры ферритового стержня и величина внешнего намагничивающего поля подобраны так, чтобы на средней частоте рабочего диапазона плоскость поляризации волны, прошедшей отрезок волновода с ферритом, повернулась бы на 45° вокруг оси волновода (явление Фарадея). Причем если вектор Но постоянного магнитного

поля направлен от плеча 2 к плечу 1, то плоскость поляризации волны поворачивается по часовой стрелке, если смотреть вдоль Н_о. Плечи 2 и 4 на выходе циркулятора выполнены аналогично плечам 1 и 3. Однако Т-тройник, имеющий плечи 2 и 4, повернут на угол 45° по часовой стрелке вокруг оси круглого волновода относительно Т-тройника на входе с плечами 7 и 3, если смотреть от плеча 2 к плечу 1. Поэтому волна Н ₁₁с выхода отрезка волновода с ферритом будет с помощью плавного перехода трансформироваться в волну Н₁₀, и энергия поступит в плечо 2. При этом энергия в плечо 4 ответвляться не будет, поскольку вектор Е волны Н₁₁ направлен параллельно продольной оси прямоугольного волновода, образующего плечо 4.                                                                                            ,

Рассуждая аналогично, нетрудно показать, что при подаче сигнала в плечо 2 он выйдет в плечо 3 без ответвления в плечи 1 и 4, т.е. при указанном направлении постоянного магнитного поля устройство обеспечивает следующую циркуляции потока энергии: 1→2→3→4→1. При изменении направления внешнего поля ни обратное изменяется направление циркуляции потока энергии в устройстве 1→4→3→2→1. Это связано с тем, что плоскость поляризации волны, проходящей; отрезок волновода с ферритом, будет поворачиваться на 45° против часовой стрелки, если смотреть в направлении от плеча 2 к плечу 1.

Сложность конструкции, значительные габариты и относительная узкополосность обусловили сравнительно редкое применение подобного циркулятора.