5.4. Структура передаваемого сигнала

Предварительно дадим ряд определений, имеющих отношение к структуре сигнала передачи:

• фрейм передачи (transmission frame) — N, последовательных ОРОМ — символов (общая продолжительность Т, = 400 мс); где первый символ содержит фрейм синхронизации ячейки;

• суперфрейм передачи — три последовательных фрейма передачи (продолжительность — 1200 мс), где первый OFDM — символ содержит SDC — блок;

• логический фрейм — содержит данные одного потока, соответствующие фрейму передачи (продолжительность — 400 мс);

• мультиплексный фрейм — совокупность логических фреймов, содержащих данные всех потоков (продолжительность — 400 мс). Это — удобный базис для кодирования и перемежения.

Передаваемый сигнал — цифровой транспортный поток— организован (структурирован) в суперфреймы передачи. Суперфрейм (кадр) DRM-передачи содержит данные трех каналов— MSC, FAC и SDC, организованных в три ОРОМ- фрейма передачи.

Каждый ОРОМ- фрейм содержит ячейки данных, пилот- ячейки и ячейки управления (FAC и SDC). Напомним, что, по определению, ячейка — это отрезок синусоидального колебания продолжительности Т переданного с определенной амплитудой и фазой и соответствующего несущему колебанию.

Некоторое число ячеек в пределах ОРОМ- фрейма передачи модулируются с заранее установленными (фиксированными) значениями фазы и амплитуды. Это — пилот- ячейки, предназначенные для оценки качества канала и синхронизации, а также для идентификации режима передачи. Позиции, амплитуды и фазы этих ячеек тщательно выбираются с целью оптимизации выполнения функций, особенно в части начальной синхронизации и надежности передачи. Фазы определяются непосредственно или косвенно за 1024 цикла передачи.

Ячейки опорной частоты используются приемником для обнаружения сигнала и оценки его частоты. Они могут также использоваться для оценки качества канала и отслеживания его изменений. Ячейки локализуются на опорных частотах 750, 2250 и 3000 Гц относительно несущей, являющихся общими для всех вариантов системы. Эти три значения опорной частоты должны присутствовать во всех символах каждого фрейма передачи.

Для всех уровней помехозащищенности в стандарте указаны индексы соответствующих несущих, а также значения фазы 0)QQ4[s, k] для всех s символов фрейма. С целью оптимизации работы системы при низких отношениях сигнал/шум и для совместимости с пилот- сигналами, с которыми они могут находиться в одних и тех же ячейках, все ячейки опорной частоты имеют коэффициент мощности равный 2 (т.е. амплитуду а = Г2).

Ячейки опорного времени расположены в первом (s = 0) OFDM-символе каждого фрейма передачи. Поэтому они используются, главным образом, для обеспечения правильного решения о знаке первого символа фрейма в условиях неопределенности во время действия защитного интервала.

Ячейки эталонного усиления, в основном, предназначены для осуществления когерентной демодуляции. Эти ячейки рассеяны по всем структурам "время-частота" и используются приемником для оценки отклика канала. В стандарте на систему DRM для символов с индексом s (ранжированных от О до N, — 1) определены подмножества индексов несущих k, имеющих ячейки эталонного усиления. Заметим, что они всегда включаются в состав несущих, располагающихся по краям спектра передаваемого сигнала.

Ячейки управления (контроля) состоят из двух частей:

• FAC-части, включенной в каждый фрейм передачи и используемой для быстрого получения в приемнике информации, необходимой для обеспечения демодуляции DRM-сигнала;

• SDC-части, повторяющейся в каждом суперфрейме передачи и содержащей дополнительную информацию для описания предоставляемой в данный момент услуги. SDC используется также для альтернативного переключение частоты (функция AFS).

На рис. 5.6 представлена локализация этого сигнала в координатах "время-частота".

FAC-ячейки обеспечивают высокую защиту символам модуляции 4-QAM, используемой в канале FAC, делая возможной устойчивую демодуляцию сигнала в процессе его приема. Используется 65 FAC-ячеек; в стандарте указаны их позиции (s и k) во фреймах передачи для каждого из четырех режимов помехозащищенности.

Для передачи SDC-ячеек возможно использование модуляции 16- или 4-QAM. Для режимов передачи А и В SDC-символами являются символы О и 1, а для режимов С и D — символы О, 1 и 2 каждого суперфрейма передачи.

Ячейки данных канала М$С — это все ячейки, которые не являются ни пилот- ячейками, ни ячейками управления и для которых km, Д < К < К причем k не должно принадлежать подмножеству неиспользуемых несущих. Для передачи ячеек данных используется модуляция 64- или 16-QAM.

Все ячейки определяются своими индексами — к, которые представляют собой нормализованные координаты вектора S на диаграмме многопозиционной модуляции, принятой в данном канале. Последовательность элементов s; располагается в ячейках суперфреймов передачи в порядке возрастания индекса несущей k, начинаясь с наибольшего отрицательного значения.

5.5. Варианты кодирования источника

При ограничениях, свойственных радиовещательным каналам в диапазонах частот ниже 30 МГц, и с учетом параметров кодирования и модуляции цифровая скорость передачи сигнала на выходе кодера источника должна находиться в пределах от 8 кбит/с (узко- полосные — полуканалы) до приблизительно 20 кбит/с (стандартные) или 72 кбит/с (двойные каналы). Чтобы обеспечить оптимальное качество при таких скоростях передачи данных, в системе предусмотрены различные алгоритмы кодирования (схемы кодеров) источника (рис. 5.7):

• MPEG-4 AAC — перспективное звуковое (улучшенное) кодирование (дословно), включающее средства повышения помехоустойчивости для универсального монофонического и стереофонического радиовещания;

• MPEG-4 CELP — кодер речи со средствами повышения помехоустойчивости для монофонического информационного радиовещания — в тех случаях, когда требуются либо очень низкая скорость передачи данных, либо очень высокая помехоустойчивость;

• MPEG-4 HVXC — кодирование с помощью гармонических векторов — кодер речи, обеспечивающий очень низкую цифровую скорость передачи и высокую помехозащищенность монофонического информационного радиовещания, особенно там, где предъявляются повышенные требования к качеству передачи речи;

• SBR (Spectral Band Replication) — специальный прием (алгоритм) повышения эффективности звукового кодирования, позволяющий передавать высокочастотную часть звуковой полосы с низкой цифровой скоростью. Он применим при использовании методов ААС и CELP.

В системе DRM предполагается использовать универсальное звуковое кодирование (AAC) и кодирование речи (CELP и HVXC). Для ощутимого повышения качества звука может быть также использован специальный метод повышения эффективности (высокочастотной реконструкции) звукового кодирования (SBR). Однако в настоящее время польза от SBR определена только при использовании со звуковым кодированием ААС.

Предусмотрены специальные меры для того, чтобы закодированный звуковой вещательный сигнал мог быть представлен в виде суперкадров (суперфреймов) постоянной длины. Мультиплексирование и функция неравной защиты (UEP) звуковых / информационных (т.е. чисто речевых) услуг обеспечиваются посредством функций уплотнения и кодирования канала. Специальная информация по конфигурированию потока звуковых данных передается в канале SDC.

Заметим, что если не принимаются специальные меры, то при кодировании канала все информационные биты защищаются от канальных ошибок в равной степени (алгоритм EEP), т.е. с одинаковой степенью избыточности. В то же время известно, что восприятие звука человеком характеризуется неравной к ошибкам, возникающим в цифровом информационном потоке на выходе кодера источника (или даже простого АЦП). Поэтому совершенно естественно желание обеспечить неравную за- щиту от ошибок, т.е. распространить более высокую степень защиты на ту часть информационных бит, которая наиболее чувствительна к ошибкам в канале, поскольку в наибольшей степени "ответственна" за качество выходного звукового сигнала.

MPEG-4 ААС. Для универсального кодирования звука используется алгоритм MPEG-4 ААС — лучший среди подобных, пригодных для применения в системе DRM. Например, при стандартном применении монофонического кодера ААС в КВ канале предусматривается скорость цифрового потока 20 кбит/с. Из возможных расширений стандарта допускается применение только SBR — технологии (см. разд. 5.1). Напомним, что основы процесса кодирования источника были изложены в разд. 2.2, а в разд. 4.3 приведены базовые сведения по стандарту MPEG-1 Audio, Layer 2, который является основой для всех последующих разработок в этой области.

Звуковой стандарт кодирования MPEG-4 ААС — часть аудио- стандарта MPEG-4 (ISO/IEC 14496-3 [117] + ISO/IEC 14496- 3/Amd1). ААС цифровой поток в DRM-системе — это цифровой поток аудиостандарта MPEG-4, версия 2 (эта версия предназначена для использования в каналах с высоким уровнем помех). Из числа возможных типов звуковых кодеров (объектов стандарта ISO/IEC) только вариант помехоустойчивого (ER) AAC-кодера низкой сложности (LC) принадлежит к числу высококачественных алгоритмов

кодирования — он и будет использоваться в системе DRM. Среди возможных способов организации цифрового потока MPEG-4 ААС (версия 2) выбран помехоустойчивый вариант HCR (Huffman Codeword Reordering), характеризующийся минимальными чувствительностью аудиоданных к ошибкам в канале передачи и цифровой скоростью потока.

Особенности формирования цифрового потока на выходе кодера ААС в системе DRM состоят в следующем:

• скорость цифрового потока — может быть произвольной, однако она должна меняться с шагом 20 бит/с, чтобы обеспечить выравнивание 400-миллисекундного звукового суперфрейма;

• значения частоты дискретизации (f,) — 12 и 24 кГц;

• длина преобразования — 960 отсчетов, чему, в зависимости от частоты дискретизации, соответствует продолжительность одного звукового фрейма 80 или 40 мс. Такой выбор объясняется необходимостью согласования продолжительности фреймов CELP и ААС с 400-миллисекундным звуковым суперфреймом, который должен состоять из целого числа звуковых кадров (для обеспечения синхронизации с логическим фреймом в канале М$С);

• noмexoycmoйчивocmь — кодер MPEG-4 обладает средствами для защиты ААС-

цифрового потока в каналах с тяжелой по- меховой обстановкой;

• звуковое суперкадрирование (framing) — 5 (f, =12 кГц) или 10 (fa =24 кГц) звуковых фреймов составляют один звуковой суперфрейм продолжительностью 400 мс. Каждый звуковой суперфрейм имеет постоянную длину, что определяет возможность его комплектации простейшими звуковыми фреймами. Один звуковой суперфрейм всегда передается в одном логическом фрейме (CM. разд. 5.4). Благодаря этому нет необходимости в организации дополнительной синхронизации при звуковом кодировании. Структура звукового суперфрейма предусматривает также реализацию функции неравной защиты;

• функция неравной защиты (UEP), реализованная в цифровом потоке ААС, гарантирует лучшие результаты по снижению вероятности ошибок (BER). Неравная защита от ошибок обеспечивается процедурами мультиплексирования и кодирования канала, а именно: скорость цифрового потока на выходе кодера канала останется постоянной, если будет постоянной длина звукового фрейма и неизменным UEP-профиль, т.е. алгоритм неравной защиты. ААС- кодер характеризуется переменной длиной фрейма, поэтому несколько таких фреймов должны группироваться вместе, чтобы образовать один звуковой суперфрейм с постоянной цифровой скоростью передачи. Так как кодирование канала основано на звуковых суперфреймах, то последние должны состоят из двух частей: высокозащищенной и низкозащищенной. Звуковой суперфрейм имеет постоянную длину (400 мс), что определяет возможность его комплектации некоторым количеством (5 или 10) простейших звуковых фреймов, каждый из которых также должен состоять из двух частей.

Стандарт MPEG-4 определяет структуру (синтаксис) АСС звукового суперфрейма. При определении структуры, т.е. при распределении бит в звуковом фрейме, учитывается уровень их чувствительности к ошибкам в канале. Этими же соображениями руководствуются также и при включении в состав звукового фрейма 8-битового слова кода CRC. Как известно (см. разд. 4.5), применение контроля с помощью циклических избыточных кодов CRC позволяет обнаруживать ошибки передачи на приемной стороне. С этой целью в передаваемые данные включаются проверочные слова кода CRC. Эта процедура используется для управления стратегией маскировки ошибок с тем, чтобы избежать серьезных искажений в восстанавливаемом в декодере звуковом сигнале из- за ошибок в самой чувствительной части информации. Количество и расположение защищаемых разрядов в рамках одного кодированного звукового фрейма DRM в общем случае зависит от режима и скорости цифрового потока.

В качестве примера на рис. 5.8 представлена структура ~С звукового суперфрейма с частотой дискретизации 24 кГц.

Концепция SBR. Чтобы поддерживать разумное качество звуковоспроизведения при низких цифровых скоростях передачи, классический звуковой или речевой алгоритмы кодирования должны ограничивать полосу звуковых частот и работать с низкой частотой дискретизации. Обеспечить расширенную полосу звуковых частот при низкой цифровой скорости передачи позволяет SBR-кодирование. Достигается это за счет расщепления полосы частот звукового сигнала.

Человеческий голос и большинство музыкальных инструментов генерируют квазистационарные сигналы возбуждения, порождаемые колебательными системами. Широкополосный спектр возбуждения создается, например, голосовыми связками человека, струнами и т.д и его частотные составляющие представляют собой гармонический ряд. Гармонический (частотный) ряд фильтруется резонаторами типа голосового тракта, корпуса скрипки и т.д., придавая речи или музыкальному инструменту характерный тембр звучания. Ограничение ширины полосы такого сигнала эквивалентно усечению (ограничению) гармонического ряда (рис. 5.9). Такое ограничение спектра изменяет воспринимаемый тембр и "приглушает" звуки сигнала, делая их "тусклыми", что может уменьшить разборчивость речи.

В основе концепции SBR лежит постулат, что усеченный гармонический ряд может быть расширен на основе известного соотношения между НЧ и ВЧ спектральными компонентами. Скопированная ВЧ часть спектра должна быть весьма похожа на соответствующую часть спектра исходного сигнала и эта информация должна уверенно передаваться от кодера до декодирующего устройства в очень низкоскоростном потоке данных (приблизительно 2 кбит/с). При этом важно сохранить исходные пропорции между гармоническими и шумоподобными компонентами в скопированной ВЧ части спектра и, если необходимо, эти шумовые компоненты выборочно прибавить к скопированному сигналу.

Таким образом, разделение полосы спектра (SBR) — новый звуковой инструмент расширения возможностей кодирования источника. Алгоритм SBR позволяет увеличить ширину полосы кодируемого звукового сигнала у низкоскоростного кодека, в результате чего при применении формата MPEG-4 ААС может быть реализована полоса, свойственная МВ ЧМ вещанию (15 кГц). Возможности алгоритма SBR иллюстрирует рис. 5.10.

Алгоритм SBR может также улучшить характеристику узко- полосных кодеков речевых сигналов, предлагая вещателям 12-килогерцовую звуковую полосу, которая может быть использована, например, для многоязычного радиовещания. Поскольку большинство речевых кодеков являются узкополосными, SBR- кодирование важно не только для улучшения качества речи, но также и для повышения разборчивости и понимания речи. Преобразование SBR осуществляется главным образом после операции кодирования, хотя некоторая предварительная обработка выполняется в самом кодере, что необходимо для реализации процесса расшифровки.

SBR-кодирование восстанавливает высокочастотную часть полосы звуковых частот, которая теряется при кодировании из-за ограниченности номинала частоты дискретизации. Чтобы реализовать этот принцип, необходимо передать на приемную сторону определенный объем дополнительной информации, используя для этого малую долю общего цифрового потока кодера источника. Эти дополнительные данные вычисляются на исходном  звуковом сигнале — до его кодирования — и используются для восстановления полноценного (с первоначальной ВЧ полосой) звукового сигнала после процедуры декодирования источника.

Алгоритм SBR-кодирования существует в двух версиях: SBR- LC — кодирование низкой сложности, обеспечивающее среднее качество звуковоспроизведения, и SBR-HQ — которое обеспечивает более высокое (нормальное) качество звука при более высокой сложности реализации. Обе версии — кодер и цифровой поток— совместимы и таким образом предполагают развитие в будущем.

SBR может использоваться совместно и с ААС и с CELP— алгоритмами кодирования, способствуя получению широкополосного звукового сигнала на выходе. В технологии SBR для характеристики цифрового потока используются два протокола — один для использования с ААС, другой — для использования с CELP.

Частота дискретизации при SBR-преобразовании должна быть равной 48 кГц, а при ААС- кодировании — 24 кГц. Поэтому общий AAC+SBR- фрейм содержит независимые AAC и SBR части. AAC и SBR объемы данных изменяются от фрейма к фрейму. Полный размер отдельных фреймов, включая SBR — данные, может быть получен из описания начальных (головных) частей ААС аудио суперфрейма (см. рис. 5.8). Поэтому нет необходимости в передаче какой-либо дополнительной информации об изменении цифровой скорости при использовании алгоритма SBR.

AAC + SBR фреймы вводятся в структуру ААС аудио суперфрейма тем же самым образом, что и в случае, когда алгоритм SBR вообще не используется. В кодере источника, кодирующем звуковой сигнал с цифровой скоростью 20 кбит/с и более, SBR должен использоваться всегда.

Как отмечалось в начале раздела, компактное представление речевых сигналов в стандарте DRM осуществляется с использованием двух типов кодеров: MPEG-4 CELP и MPEG-4 HVXC.

MPEG-4 CELP. Стандарт кодирования речи MPEG-4 CELP является частью аудио стандарта MPEG-4. Цифровой потом на выходе CELP-кодера в системе DRM по своим характеристикам соответствует потоку кодера MPEG-4 версия 2. Эта версия предназначена для использования в каналах с высоким уровнем помех. Среди возможных алгоритмов кодирования только помехоустойчивый ER CELP, относящийся к разряду высококачественных кодеров источника, будет использоваться в системе DRM.

Стандарт кодирования речи MPEG-4 CELP охватывает сжатие и расшифровку естественного звука речи с цифровыми скоростями передачи данных от 4 до 24 кбит/с. Это известный алгоритм кодирования с новыми функциональными возможностями, оптимизированными для различных прикладных программ. Сжатие звукового сигнала — одна из функциональных возможностей кодека речи MPEG-4 CELP, но MPEG-4 также допускает использование базовогo кодирующего устройства для множества применений. Это обеспечивает возможность модульного наращивания скорости передачи данных и ширины полосы (кодируемого звукового сигнала), а также способность создавать цифровой поток с произвольной скоростью. CELP — кодирующее устройство работает с двумя номиналами частоты дискретизации: 8 и 16 кГц, обеспечивая полосы кодируемого сигнала соответственно 100...3800 Гц и 50...7000 Гц.

Напомним, что особенности кодирования речевого сигнала, включая CELP-алгоритм, были изложены в разд. 2.3.

MPEG-4 CELP — кодер характеризуется следующими функциональными возможностями: множественные скорости передачи данных; модульное наращивание скорости передачи данных; модульное наращивание ширины полосы (кодируемого сигнала); плавное регулирование скорости. Из вышеуказанных функциональных возможностей в системе DRM будет использоваться только одна — множественность цифровых скоростей передачи аудиоданных. К числу важнейших характеристик CELP-кодера также относится алгоритмическая задержка сигнала, зависящая от длины звукового фрейма и коэффициента (длины) предсказания. Длина фрейма, в свою очередь, зависит от моды кодирования и цифровой скорости передачи данных.

Доступные значения цифровых скоростей передачи зависят от номинала частоты дискретизации. В табл. 5.6 и 5.7 указаны такие значения цифровой скорости передачи данных.

Звуковые фреймы CELP-кодера имеют фиксированную длину. Они группируются так, чтобы образовать звуковой суперфрейм длиной 400 мс. В структуре звуковых фреймов при CELP- кодировании также используется алгоритм неравной защиты бит (функция UEP). Согласно этому алгоритму, начальная (головная) часть каждого звукового фрейма имеет высокую степень кодозащиты, остальная часть — более низкую. В стандарте для каждого возможного значения цифровой скорости кодера таблично заданы длина звукового фрейма и число бит с высокой и низкой степенью защиты. Индекс цифровой скорости CELP-кодера передается в канале SDC.

Итак, CELP — кодирование речи предусматривается в системе DRM с целью обеспечения разумного качества речи при цифровых скоростях передачи, которые существенно ниже утвержденной нормы (например, когда используются получастота дискретизации и скорость 8 кбит/с). Возможные сценарии для использования такого кодера речи:

• двойные/тройные применения речевого кодирования, когда вместо одной звуковой программы со скоростью 20...24 кбит/с в канале организуется передача двух или трех речевых сигналов со скоростью 8...10 кбит/с каждый, что обеспечивает одновременную передачу речевых программ (например, двуязычную передачу);

• услуги речи в дополнение к ayduocepeucy;

• одновременная передача — случай одновременной — и аналоговой и цифровой передачи (в одном канале) — может быть реализован только при цифровой скорости передачи 8 кбит/с;

• высокозащищенные приложения речевого кодирования. Природа кодера MPEG-CELP по сути может обеспечить повышенную помехозащищенность передачи речи в каналах с высоким уровнем помех. Поэтому скорость кодирования речи 8 кбит/с может использоваться в каналах с грубыми внешними воздействиями.

MPEG-4 HVXC. Этот речевой кодек определен в стандарте ISO/IEC 14496-3 [117], а его характеристики помехоустойчивости соответствуют стандарту ISO/IEC 14496-3/Amd1. Он охватывает кодирование и декодирование первичного речевого сигнала с цифровой скоростью 2,0 и 4,0 кбит/с. HVXC — кодер осуществляет кодирование звонких (вокализованных) звуков речи методом линейного предсказания (LPC) и кодирование с векторным  (VXC) глухих (невокализованных) звуков речи. HVXC обеспечивает стандартное качество речи — близкое к качеству междугородной телефонной связи — с полосой частот 100...3800 Гц и частотой дискретизации 8 кГц.

Алгоритм кодирования HVXC характеризуется высокой помехоустойчивостью, что позволяет его применять в каналах с высоким уровнем помех. Для этого кодер имеет несложный алгоритм маскирования ошибок (CRC-код и внутрикадровое перемежение), определенный в спецификации системы DRM. В соответствии с различной чувствительностью бит звукового фрейма к ошибкам в канале кодируемые биты классифицируются по нескольким категориям — показателям ESC . Число бит (в каждом фрейме), подпадающих под ту или иную категорию Е$С, оговорено в стандарте для цифровых скоростей информационного сигнала соответственно 2 и 4 кбит/с. При этом категория ESCO соответствует битам, характеризующимся наибольшей чувствительностью к ошибкам в канале, а категория ESC4 — битам с минимальной чувствительностью к ошибкам. Полная скорость цифрового потока в канале с CRC-кодированием составляет 2,4 кбит/с — при скорости кодера источника равной 2 кбит/с и 4,66 кбит/с — при скорости кодера источника 4 кбит/с. В целях повышения устойчивости цифрового потока к канальным ошибкам биты перемежают внутри каждого фрейма данных. Перемещение осуществляется после окончательного формирования результирующего цифрового потока, включающего биты CRC.

Как отмечалось выше, код CRC при декодировании лишь обнаруживает ошибки в защищаемых разрядах звуковых фреймов. Поэтому при обнаружении CRC-декодером пораженного фрейма в HVXC — декодере осуществляется его маскирование с использованием стандартизованного алгоритма, учитывающего значение показателя Е$С.

Структура звукового суперфрейма идентична для всех мод (т.е. разновидностей) HVXC-алгоритма; так как HVXC не поддерживает функцию UEP, длина фрейма всегда составляет 20 мс, причем композиция целого числа из 20 HVXC — фреймов вписывается в один звуковой суперфрейм. Биты, содержащиеся в одном звуковом фрейме, передаются в канале SDC (информационные биты и биты кода CRC).

В звуковых суперфреймах HVXC должны использоваться только принятые значения цифровых скоростей потока — 2 и 4 кбит/с. Применение переменных значений цифровых скоростей будет возможно только после определения стандарта передачи данных для конкретных приложений; в рамках этого пакета могут быть определены (переменные) значения цифровых скоростей для этих приложений.

Итак, применение кодера речи MPEG-4 HVXC в системе DRM предусматривается с целью обеспечения достаточно хорошего качества речи при очень низких значениях цифровой скорости передачи— порядка 2 кбит/с. Применение такого способа кодирования речи открывает новые возможности системы DRM, а именно: 

• услуги речи в дополнение к аудиосервису;

• многоязычные применения;

• реализация блока твердотельной памяти для хранения многочисленных программ, баз данных для радиовещания (например, для хранения радиопрограмм общим объемом до 4,5 ч можно использовать память на 4 Мб);

• изменение шкалы времени для ускоренного воспроизведения/анализа записанных (в памяти) программ;

• помехозащещенная передача или отказ от многопозиционной схемы модуляции.

5.6. Кодирование канала и модуляция

Как показано выше, система DRM состоит из трех разных каналов передачи цифровых данных: MSC, SDC и FAC. Вследствие различного назначения в этих каналах применяются разные варианты кодирования и преобразования данных. Краткая иллюстрация процесса кодирования канала приведена на рис. 5.11.

Здесь отражены последовательно четыре процедуры:

• адаптивное транспортное мультиплексирование и рассеивание энергии сигнала (скремблирование);

• кодирование канала и перемежение бит;

• преобразование потока данных к виду, обеспечивающие реализацию выбранного вида многопозиционной модуляции: 4-, 16- или 64-КАМ;

• перемеженое ячеек — только для канала MSC (перемежение N, MSC-ячеек в пределах каждого мультиплексного фрейма- базовой структуры для кодирования и перемежения).

Перечисленные операции необходимы для согласования систем модуляции и кодирования. Это согласование достигается на основе построения так называемых обобщенных каскадных кодов (см. разд. 3.8). В системе DRM в качестве внешних кодов используются сверточные коды (СК), а в качестве внутренних — ансамбли М-КАМ с числом сигналов М = 2, где k = 2, 4 и 6. Эффект достигается при иерархическом разбиении

ансамбля сигналов на набор вложенных подансамблей с монотонно-возрастающими расстояниями между ними и подбором кодов для каждого уровня иерархии так, чтобы выровнять результирующие расстояния. Принадлежность сигналов к подансамбля кодируется соответствующим числом символов, которые передаются по каналу с использованием СК с определенной кодовой скоростью. Этим реализуется разный уровень защиты бит, принадлежащих различным "созвездиям" — уровням иерархии ансамбля сигналов.

Рассмотрим эти важные процедуры более подробно. Мультиплексирование. Процесс кодирования канала основан на использовании схемы многоуровневого кодирования. Применение нескольких уровней кодирования предполагает использование разных уровней защиты от ошибок (определяемых видом и количеством услуг) при мультиплексировании с разными схемами преобразования потока данных — в сочетании с соответствующей скоростью корректирующего кода. Применяется неравная защита от ошибок (UEP), равная защита от ошибок (EEP) и их комбинация при иерархической модуляции, реализующей вышеописанный принцип согласования процедур модуляции и кодирования. Функция ЕЕР использует единственное значение полной скорости кода при защите данных в канале. Равная защита от ошибок обязательна для каналов FAC и SDC. Неравная защита от ошибок может использоваться с двумя значениями полной скорости кода для данных в канале MSC, при этом данные будут подразделяться на части с высокой и стандартной защитой.

При использовании иерархической модуляции применимы три стратегии преобразования данных в канале МSС: стандартное преобразование (SM), симметричное иерархическое преобразование (HM y) и смешанное (НМ), предусматривающее два преобразования, при котором реальные компоненты потока манипулируются в соответствии с иерархическим преобразованием, а мнимые — в соответствии со стандартным.

Иерархическое преобразование расщепляет кодируемый поток данных на две части: очень сильно защищенную часть (VSPP) и часть со стандартной защитой (SPP) и предполагает формирование, помимо мультиплексных, еще и иерархических фреймов. Стандартное преобразование (SM)

предполагает только стандартную защиту. В случае использования двух разных значений кодовой скорости стандартная защита применяется и в канале MSC. Для каналов FAC и SDC приемлемо только стандартное преобразование. Сводная информация о характере мультиплексирования данных, вариантах модуляции и защиты от ошибок приведена в табл. 5.8.

Помехоустойчивое кодирование в разных каналах (MSC, SDC, FAC) осуществляется независимо. Вектор длины L для обработки последовательности данных в кодере канала равен одному FAC-блоку, одному SDC-блоку или одному мультиплексному фрейму MSC.

Канал MCS. Число бит L ДД s мультиплексном фрейме зависит от уровня помехоустойчивости (А — D), числа сигналов M и ширины полосы частот радиоканала (см. выше: параметр "заполнение спектра"). Если используется равная защита всех бит, то  L2; если же используется режим 0 L< это число бит с высокой степенью защиты, а L> — со стандартной; для НМ и НМ; число бит, имеющих очень высокий уровень защиты, обозначается через LД, В стандарте приведены формулы для определения числа бит ( 4 и для трех стратегий преобразования данных в канале — SM, НМ и НМ искомое число бит определяется здесь аналитической зависимостью четырех следующих параметров: P— определен как число уровней кодирования, равное для 4-КАМ— единице, для 16-КАМ — двум и для 64-КАМ — трем; RXp — числитель, а RY, — знаменатель в выражении кодовой скорости Rp: RXp I RYp для каждого индивидуального уровня защиты р (р с (О, Р— 1}) — заданы таблично; в схеме иерархического преобразования может использоваться только модуляция вида 64-КАМ.

Для иерархического смешанного преобразования НМ; параметры Rp RXp и RYp определены таблично соответственно для реального (Re) и мнимого (Im) компонентов кодовой скорости для каждого индивидуального уровня.

Полное число NMux MSC OFDM-ячеек в мультиплексном фрейме указано в конце раздела. Это число обозначается через N2, ,если используется один уровень защиты. Полное число Ngux М$С ОРОМ- ячеек в мультиплексном фрейме, когда используются два уровня защиты (UEP), равно сумме ячеек с высоко и низко защищенными частями: NMUX = N + N>, где NД число ОРОМ- ячеек, использующих высоко защищенную часть (часть А); а N> -— число OFDM-ячеек, использующих низко защищенную часть, включающую хвостовую часть последовательности бит. В стандарте приводятся формулы для расчета для всех преобразований (SM, HMsym и HMmix); искомое число определяется здесь аналитической зависимостью параметров X (число бит в части А— указано в данных канала SDC) и RYlcm — задан таблично для всех видов преобразований.

Канал SDC. Число бит Lspq в SDC-блоке зависит от уровня помехоустойчивости, кратности модуляции и ширины полосы частот радиоканала. Общее число Nsp< SDC ОРОМ- ячеек SDC-блока в стандарте задано таблично. Как известно, здесь используются 4-КАМ и 16-КАМ, поэтому имеем Lspg= Lg и Nspp=Ng.

Скремблирование применяется во всех трех каналах системы. Сигналы с индивидуальных входов рассеивающего энергию скремблера до поступления на вход канального кодера суммируются по модулю 2 с псевдослучайной бинарной последовательностью (ПСП). Полином P(X), задающий ПСП, и регистр сдвига с обратной связью, используемый для генерации ПСП, аналогичны применяемым в системе DAB (см. разд. 4.5). Длина последовательности данных для обработки в скремблере равна одному FAC-блоку, одному SDC-блоку или одному мультиплексному фрейму MSC.

Кодирование канала основано на использовании схемы, многоуровневого кодирования. Идея многоуровневого кодирования заключается в оптимизации процедур канального кодирования и модуляции путем создания сигнально-кодовых конструкций с целью обеспечения наилучшего качества передачи данных по каналу. На практике это означает обеспечение максимальной защиты тех бит КАМ- модуляции, которые наиболее подвержены ошибкам. Различные уровни защиты реализуются с помощью различных компонентов сверточного кода (CK) с индивидуальными скоростями R, = m/n (см. выше). Эти компоненты образуются а кодере путем выкапывания символов в первичном (материнском) коде, характеризуемом скоростью R = 1/п.

В зависимости от числа сигналов М и используемой схемы преобразования данных применяются пять различных схем многоуровневого кодирования. Одноуровневая схема рассматривается как специальный случай многоуровневого кодирования. Для стандартной и симметричной иерархической модуляции (SM и НМ) идентичные преобразования данных используются для реальных и для мнимых компонентов сигнала высокой кратности (модуляции). Для смешанной схемы преобразования данных иерархической модуляции (НМ;) разные преобразования используются для реальных и мнимых компонентов манипуляционного сигнала высокой кратности. В качестве примера на рис. 5.12 — 5.14 приведены схемы соответственно одно, двух- и трехуровневого кодирования.

В стандарте описаны алгоритмы деления исходного цифрового потока на парциальные потоки для обеспечения стандартного (SM), симметричного иерархического (НМ) и смешанного иерархического (НМ) преобразования. Число парциальных потоков определяется числом уровней кодирования Р и защиты р. Этим же определяются общая (Rq) и парциальные (R,) значения скоростей кода в кодерах каждого уровня кодирования (см. рис.

5.12 — 5.14). Заметим, что при НМ .

Компоненты кода С, в кодерах на рис. 5.12 — 5.14 образуются в результате сверточного кодирования с выкапыванием материнского кода со скоростью 1/4 и длиной кодового ограничения 7. Структурная схема кодера совпадает со схемой на рис. 4.6 системы DAB (см. разд. 4.5); код задан порождающими многочленами 133, 171, 145 и 133 (в восьмеричной форме записи). В стандарте представлена таблица выкалывания исходной (материнской) кодовой последовательности для реализации парциальных (R,) значений скоростей кода. Кроме того, таблично представлены данные для реализации выкапывания 24 "хвостовых" бит материнского слова кода (см. разд. 4.5). Вектор выкалывания задается величиной индекса г, е(0,11), определяемого аналитически с помощью приведенных в стандарте соотношений для иерархических видов многопозиционной модуляции.

Канал MSC. Как видно из табл. 5.8, в канале MSC используется модуляция 64-КАМ или 16-КАМ. 64-КАМ обеспечивает высокую спектральную эффективность, в то время как 16-КАМ характеризуется большей помехозащищенностью. В обоих случаях доступен диапазон скоростей кода, обеспечивающий необходимый уровень коррекции ошибок для данной передачи. Доступные комбинации числа сигналов М и скорости кода обеспечивают большую гибкость в широком диапазоне возможных каналов передачи. Неравная защита от ошибок может использоваться для обеспечения двух уровней защиты в канале. При использовании 64-КАМ иерархическое преобразование обеспечивает для части  получение также и третьего уровня защиты преобразование (SM). Два уровня защиты в одном мультиплексном фрейме возможно реализовать, используя два значения полной скорости кода. В табл. 5.9 и 5.10 соответственно для сигналов 16- и 64-КАМ указаны значения полной скорости Rq и парциальных скоростей кода R, соответствующих каждому уровню защиты: в случае 16-КАМ — для двух значений полной скорости и для (0,1), а в случае 64-КАМ — для четырех значений Rq и для ре(0,1,2). Информация о защищаемом уровне передается в данных канала SDC. Как известно, стандартное преобразование SM предполагает только стандартную защиту. Данные по числу L бит мультиплексного фрейма, когда реализуется режим равной защиты, приведены в приложении J стандарта (для возможных значений полос канала и режимов помехоустойчивости).

Данные по числу L бит иерархического и мультиплексного фреймов, когда реализуется режим равной защиты, приведены в приложении J стандарта (для возможных значений полос канала и режимов помехоустойчивости).

Канал SDC. Как следует из табл. 5.8, в канале SDC используется модуляция 16-КАМ или 4-КАМ. 16-КАМ обеспечивает большую емкость, в то время как 4-КАМ характеризуется большей помехозащищенностью. Такой выбор числа сигналов обеспечивает каналу SDC более высокую помехозащищенность по сравнению с каналом MSC. В обоих случаях используется фиксированная полная скорость кода. Для 16-КАМ полная и парциальные скорости (для двух уровней) приведены в табл. 5.13. В случае 4-КАМ — уровень один: Rq = 0,5; Rp = 1/2. Данные по числу L бит в SDC-блоке приведены в приложении J стандарта (для возможных значений полос канала и режимов помехоустойчивости).

В канале FAC используется модуляция 4-КАМ, полная скорость кода R~ = 0,6 и один уровень защиты со скоростью R = 3/5.

На основе данных приложения J стандарта в табл. 5.14 обобщены сведения о взаимосвязи модуляции и вида преобразования при мультиплексировании с режимом системы по помехоустойчивости и шириной полосы частот радиоканала (т.е. пара- метром "заполнение спектра" — см. табл. 5.4).

Перемещение бит парциальных цифровых потоков (см. рис. 5.12 — 5.14) осуществляется квазислучайным образом независимо в каналах FAC, SDC и М$С и с учетом схемы преобразования последовательности бит для определенного вида модуляции КАМ. Перемежение бит представляет собой блочный процесс, т.е. оно осуществляется в пределах фиксированной области данных. В канале FAC перемежение бит выполняется в пределах последовательности 2NAc бит, в канале SDC число элементов перемежения равно 2Nsoc а в канале М$С — равно соответственно 2(N1 + N2) для SM и HMsym и (N1 + N2) — для НМх (см. выше). Правило перестановки бит определено аналитически для каждого субпотока.

Преобразование данных — формирование сигнала для многопозиционной модуляции. Стратегия преобразования цифрового потока для формирования OFDM-ячеек (символов) зависит от назначения канала (FAC,SDC,М$С) и режима передачи (А, В, С, 0), определяемого уровнем помехозащищенности. Рассмотрим далее более подробно процедуры преобразования данных с целью формирования сигнала для многопозиционной модуляции.

Как известно, в системе DRM отдельные несущие модулируются с использованием М-КАМ с тремя значениями числа позиций М = 4, 16 и 64. Сигналы, модулирующие несущую (точнее, синфазное и квадратурное колебания), при таком способе модуляции являются многоуровневыми — число уровней р связано с числом позиций соотношением р = 0,5v = 0,5 log, М (величину v в системах с ФМ обычно называют кратностью модуляции и обозначают символом В). Такие сигналы описываются последовательностями многопозиционных сим- волов, называемых модуляционными. В способе 4-КАМ одноуровневый (р=1) модулирующий сигнал представляет собой последовательность двухразрядных (v=2) двоичных слов (00, 01, 10, 11), которые определяют фазу модулированного колебания. Для формирования символов входной последовательный поток бит распределяется (т.е. демультиплексируется) на два (v=2) субпотока, в каждом из которых тактовая частота будет в два раза меньше, чем на входе.

Для двухуровневой (у=2) 16-КАМ модуляционные символы формируются в виде 4-разрядных (v=4) двоичных слов, определяющих фазу и амплитуду модулированного колебания. В этом случае входной поток демультиплексируется на соответственно четыре (v=4) субпотока. При использовании трехуровневой (3) 64-КАМ модуляционные символы представляют собой 6-разрядные (v=6) слова, а входной поток демультиплексируется на шесть субпотоков. После перемежения бит в каждом субпотоке выходы устройств перемежения объединяются таким образом, что каждый символ из v бит включает в себя по одному биту с выхода каждого устройства. Так образуется цифровой символ данных у (см. обозначения на рис. 5.12-5.14). Процесс битового перемежения повторяется столько раз, сколько необходимо для образования пакета из К цифровых символов данных, называемого ОРОМ- символом. Именно эти К с [kД;Д,k] цифровых символов используются для модуляции К несущих колебаний в интервале одного символа ОРОМ длительностью Т, (см. разд. 5.3). Цифровой символ данных у состоит из v бит. Величины у используются для формирования модуляционных символов в соответствии с числом М позиций КАМ и видом преобразования данных. При квадратурной АМ представляющим параметром является комплексная амплитуда радиосигнала. Поэтому модуляционные символы z, отображающие такой сигнал, являются комплексными; их вещественная и мнимая части отображаются соответственно битами  и q. Соответствие между битами i,q и модуляционными символами иллюстрирует диаграмма на рис. 2.22 для модуляции SM 4-КАМ. Здесь (и на последующих диаграммах для модуляции М-КАМ) отображение производится с использованием кода Грея, поэтому соседние по горизонтали и вертикали символы отличаются только в одном бите. Следовательно, если при демодуляции происходит ошибка и за де- модулированный символ принимается соседний (такие ошибки наиболее вероятны), то это приводит к ошибке только в одном бите.

На диаграмме (рис. 2.22) значениям ~~=0, q,=0 соответствует модуляционный символ г = 1 + J (точка в первом квадранте). Это означает, что синфазная (косинусоидальная) и квадратурная (синусоидальная) составляющие имеют одинаковые (равные 1) амплитуды, чему соответствует получение в  модуляции колебания с амплитудой z =2 2и фазой у = arctg [Im(z)/Re(z)] = 45'. Однако в процессе модуляции используются не сами символы z, а их нормированные версии с = а z где а — фактор нормализации. Нормировка вводится для того, чтобы средние мощности колебаний с разным числом позиций М при квадратурной АМ были бы одинаковы. Так, при модуляции 4-КАМ фактор нормализации а = 1/v 22, ,поэтому с = z = 1. У М- позиционной КАМ с параметром М > 8 сигнальные точки располагаются в узлах квадратной решетки. Как отмечалось в разд. 2.5, такая система имеет ограничение на максимальную мощность сигнала, которая достигается при передаче тех сигналов, сигнальные точки которых лежат на окружности с максимальным радиусом В =EЕ, ,где Е — энергия посылки. На рис. 2.24 показана векторная диаграмма модуляции SM 16-КАМ. В этом случае модуляционные символы формируются в виде 4- разрядных двоичных слов. Поэтому значениям О, =О, qo=0, о=О соответствует комплексный модуляционный символ z = 3 + Зj (верхняя правая точка в первом квадранте), чему соответствует получение в процессе модуляции колебания с нормализованной амплитудой с = 3/v5 5и фазой 45' (при модуляции 16-КАМ фактор нормализации а = 1/ /10 ). Значениям =О, 4=0, qo=1, q=0 соответствует комплексный модуляционный символ z = 3 + j (нижняя правая точка в первом квадранте). Ему соответствует колебание  с нормализованной амплитудой с = 1 и фазой q = arctg (1/3) = 18'. На векторной диаграмме модуляции SM 64-КАМ (рис. 5.15) значениям 4=0, iД=0, О, q=0, qД=0, q>=0 соответствует комплексный модуляционный символ г = 7 + 7) (правая верхняя точка в первом квадранте), чему соответствует нормализованная амплитуда модулированного колебания с = 7/-/21 и фазой 45' (при модуляции 64-КАМ фактор нормализации а = 1/v 42 ).

В дополнение к сказанному в разд. 2.5 обратим внимание на одну особенность квадратурной АМ. В отличие от сигнала с фазовой модуляцией сигнал с КАМ не имеет постоянной огибающей. При фазовой модуляции постоянная огибающая поддерживается за счет введения ограничений на комбинации уровней в квадратурных каналах. В системе с КАМ комбинации не ограничиваются, поскольку уровни в каждом канале выбираются независимо. В результате этою системы с КАМ в общем случае нельзя использовать с устройствами, которые могут входить в насыщение.

Выше, при анализе процедуры мультиплексирования, обсуждался вопрос о числе NMux М$С ОРОМ- ячеек (КАМ- символов) в мультиплексном фрейме. Далее, в заключение анализа кодирования канала и модуляции, коснемся вопросов преобразования М$С- ячеек в структуру суперфреймов передачи.

Содержимое трех последовательных перемежаемых мультиплексных фреймов (с Nvux КАМ- символов в каждом) преобразуется в суперфрейм передачи, т.е. соответствует  полезных MSC-ячеек Nsu. Вследствие того, что число FAC-ячеек и ячеек синхронизации изменяется от (OFDM)-символа к символу, может происходить потеря одной — двух ячеек (потерянных ячеек ), что представляется малой потерей по сравнению с общим числом ячеек в суперфрейме передачи, которое определяется равенством .

Перемещение ячеек — последняя процедура при кодировании канала MSC (рис. 5.11). Речь идет о перемежении N, MSC ОРОМ- ячеек (в стандарте их называют также КАМ- символами) в пределах каждого мультиплексного фрейма. Перемежение осуществляется после многоуровневого кодирования канала, причем глубина перемежения (параметр 0) варьируется согласно предсказанным условиям распространения радиоволн.

В соответствие с этим перемежение может быть «коротким», когда суммарная задержка сигнала составляет приблизительно 800 мс, и «длинным» — в этом случае задержка достигает приблизительно 2,4 С.

Величина параметра D согласуется с размерами мультиплексной структуры канала, т.е. составляет целое число х КАМ- символов (или М$С — ячеек в мультиплексном фрейме). В качестве компромисса между эффектом от перемежения и вынужденной задержкой сигнала (на время перемежения) выбрана величина параметра D=5. При такой глубине перемежения, соответствующей «длинному» перемежению, максимальное суммарное увеличение задержки достигает продолжительности двух SDC- блоков.

5.7. Приложения

• Результаты моделирования системы. В стандарте представлены результаты моделирования системы при использовании каналов радиовещания в диапазонах длинных, средних и коротких волн. Поскольку, в принципе, все эти каналы являются многолучевыми, для получения приближенных результатов использовались стохастические модели с переменным временем и с постоянной статистикой.

Одной из таких моделей с адаптируемыми параметрами, порождаемой уравнением линии задержки с ответвлениями, является WSSUS (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering)— модель канала со стационарным некоррелированным рассеянием. По результатам измерений реальных каналов по кривым помехоустойчивости определены модели для хороших, средних и плохих условий распространения радиоволн, для которых проведена соответствующая аппроксимация параметров общей модели.

Использовались пять (1-5) типов каналов — от модели с АБГШ до модели распределением и смещением частоты (см. разд. 4.5 — 4.7), причем типы 1 и 2 каналов соответствовали, по мнению разработчиков, режиму (моде помехоустойчивости) А, а типы 3 — 5 — режиму В. Принятое при моделировании значение скорости сверточного кода В = 0,6; тип модуляции — 64-КАМ. Мощность сигнала включала мощность пилот- сигнала и учитывала защитный интервал.

В результате моделирования системы установлено, что для передачи информации с вероятностью ошибки 10 (после декодирования в канале М$С) должна быть обеспечена величина от- ношения сигнал/шум на входе демодулятора системы: 14,9...16,5 дБ — для моды А и 20,4...23,2 дБ — для моды В.

• Объем услуги и скорость цифрового потока. В табл. 5.19 содержатся сведения о величине доступной скорости цифрового потока (в кбит/с), определяющей объем услуги DRM. Предполагается, что в канале MSC используется равная защита от ошибок (EEP) и стандартное преобразование (SM); вид модуляции и скорость (R) корректирующего кода указаны в столбце "Параметр".

6. ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СИСТЕМ И СЕТЕЙ ЦРВ

Мнения специалистов по вопросам построения систем и сетей ЦРВ на частотах выше 30 МГц сходятся на следующих общих основных положениях:

• система ЦРВ должна обеспечивать полное покрытие территории вещанием при приеме до шести стереофонических  на стационарные приемники с направленной антенной и на переносные и автомобильные приемники с ненаправленной антенной. Вероятность нормального приема  на открытой местности, так и в условиях города с интенсивной многоэтажной за стройкой должна быть не меньше, чем при MB ЧМ вещании в диапазонах 66...74 и 88...108 МГц;

• радиовещательная сеть, диапазон волн и методы передачи Должны быть общими как для стационарного, так и для мобильного приема;

• сеть ЦРВ должна обладать электромагнитной совместимостью со службами, работающими в том же диапазоне, как внутри страны, так и за рубежом.

Основным критерием построения эфирных систем радио- вещания и телевидения является требование обеспечивать 100- процентный охват территории вещанием. Оно определяет принципы распределения частот, расположение и высоты подвеса передающих антенн, мощности радиопередатчиков. Однако опыт эксплуатации отечественных систем телевидения и радиовещания показывает, что такой подход не гарантирует нормального приема внутри зон обслуживания даже на стационарные приемники, работающие с направленной антенной. Как показали измерения в С.-Петербурге [51], прием ТВ программ и передач стереовещания на переносные и мобильные приемники невозможен по крайней мере в 50% точек внутри города. Это объясняется не только наличием отраженных сигналов в точке приема, но и большими колебаниями уровня напряженности поля у поверхности земли.

Помимо необходимости 100-процентного охвата территории должно ставиться условие обеспечения как можно большей вероятности нормального приема внутри зон обслуживания (ocoбенно густонаселенных). Это условие диктует необходимость использования здесь дополнительных средств вещания, например, в рамках смешанной или гибридной НСС.

Проектирование сетей ЦРВ  ниже 30 МГц имеет значительную специфику и требует отдельного рассмотрения. Заметим, что в этом диапазоне частот в значительной степени пригодны решения, отработанные при организации традиционного АМ вещания. Однако "не найдется, пожалуй, истины, не могла бы послужить для кого-либо поводом к заблуждению" (Люк де Вовенарг).

6.1. Вводные замечания и определения

Основные технико-экономические и эксплуатационные характеристики системы связи или вещания и, в значительной мере, потребительские качества предоставляемых такими системами услуг определяются системными параметрами. Поэтому выбор основных системных параметров при проектировании систем и сетей ЦРВ требует учета разнообразных факторов, среди которых, например, площадь обслуживаемой территории и площадь водной поверхности в пределах зоны обслуживания, рельеф местности и высота городской застройки, материал, из которого в основном выполнены дома, и уровень шумов и помех различного происхождения, процент времени, в течение которого гарантируется нормативное качество приема, и ряд других. К числу системных отнесем следующие параметры систем ЦРВ различного типа:

• количество и тип (моно, стерео, комбинированное стерео) звуковых программ в одном "пакете" и общее количество разных по составу "пакетов" программ на обслуживаемой территории;

• географическое положение и размеры обслуживаемой территории, преобладающий рельеф местности;

• тип и высота орбиты ИСЗ (в том числе допустимые границы для координат точки стояния ИСЗ на геостационарной орбите);

• метод передачи сигналов (последовательный или параллельный);

• диапазон и допустимая ширина полосы частот радиопередачи;

• метод кодирования источника и степень сжатия сигнала;

• метод кодирования канала и размеры матрицы перемежения;

• вид и параметры модуляции;

• разнос несущих частот передатчиков;

• избирательность и полоса пропускания приемника;

• тип демодулятора и способ принятия решений;

• метод декодирования;

• способ организации вещания на заданной территории (тип сети вещания: одно- или многочастотная);

• характеристика помеховой обстановки в зоне обслуживания проектируемой системы.

Приведенный перечень системных параметров не является исчерпывающим — он может быть уточнен и дополнен в процессе проектирования сети ЦРВ в привязке к конкретному географическому району. Определяющими при проектировании системы ЦРВ являются:

• характеристики услуги ЦРВ — их вид, объем и качество;

• характеристики зоны обслуживания;

• перечень основных системных параметров.

Сочетание этих исходных данных определяет тип проектируемой системы, перечень решаемых при проектировании задач и объем вычислений. Рассмотрим этот вопрос подробнее.

1. Характеристики услуги ЦРВ:

• Вид:

1.1 — только стационарный прием;

1.2 — мобильный и стационарный прием.

• Объем:

1.3 — РВ программы + необходимый минимум дополнительной цифровой информации;

1.4 — РВ программы + большой объем дополнительной цифровой информации, т.е. услуг, не связанных с приемом звуковых программ (пейджинг, телефакс, GPS и т.п.).

Фактором, определяющим вариант технической реализации системы ЦРВ, является объем и качество услуги цифрового вещания. Для пояснения этого тезиса рассмотрим данные табл. 6.1, иллюстрирующей причинно-следственные связи, лежащие в основе выбора основных технических решений и системных параметров при реализации ЦРВ.

Из приведенных данных следует, что условия приема, типичные для обслуживаемой территории, в решающей степени влияют на выбор варианта построения системы и способ передачи и, следовательно, на техническую сложность и стоимость ее реализации.

Определения. Каждый радиопередатчик сигналов ЦРВ должен обслуживать вещанием определенную территорию. Зоной обслуживания передатчика будем называть часть земной поверхности, ограниченной замкнутой кривой, в каждой точке которой с вероятностью не ниже заданной (полезная) напряженность поля сигнала Е, обеспечивает прием требуемого качества при наличии помех. Требуемому уровню качества приема, определяемому по результатам массового опроса слушателей методом ССИ, соответствует ряд объективных показателей, а именно: отношение сигнал/помеха по звуковой частоте должно быть не менее 20 дБ, а аддитивный шум от внешних и внутренних источников должен быть пренебрежимо мал.

Обсуждая вопросы организации услуг ЦРВ, в первую очередь будем иметь ввиду вещание в диапазонах ОВЧ и УВЧ. Поэтому по мере необходимости будем пользоваться справочными данными об организации ОВЧ ЧМ вещания [27, 56, 76, 88].

Как известно, покрытие какой-либо территории ОВЧ ЧМ вещанием осуществляется путем организации вещательных зон (аналогия с сотами в мобильной связи). Всю покрываемую вещанием территорию делят на зоны, в каждой из которых устанавливаются свои передатчики и выделяются свои частоты для них. Изменяясь случайным образом во времени и в зависимости от места расположения приемника, напряженность поля вокруг передатчика является двумерной случайной величиной. Для характеристики поля используют относительное время превышения заданной напряженности поля Т, выраженное в процентах: Т = dt / Т, где М — суммарное время превышения этой  напряженности поля, Т длительность времени приема.

Условия расположения приемника в вещательной зоне учитывают процентом мест приема L, в которых напряженность поля превышает заданный уровень.

Согласно Рекомендации МСЭ-Р [56], в зоне обслуживания напряженность поля, создаваемая ОВЧ ЧМ передатчиком, должна обеспечивать хороший прием программ вещания на массовую аппаратуру в L = 50% мест приема в течение Т = 90% времени для моно- и Т = 99% времени для стереофонического вещания. В течение соответственно 10 и 1% времени допускается появление заметных на слух помех.

В отсутствие помех со стороны других передатчиков и при мало изменяющемся характере местности вокруг передатчика зона обслуживания будет иметь форму круга. Радиус такой вещательной зоны определяется, в основном, высотой подвеса передающей антенны (hД), мощностью передатчика и уровнем индустриальных помех в данном районе. Это обусловлено, в первую очередь, особенностями распространения метровых радиоволн — необходима прямая радиовидимость (она превышает оптическую приблизительно на 15%), определяемая с помощью соотношения: r = 4,12 ( /Я, + / ), км.

При размещении передающих антенн на крышах многоэтажных домов (h, = 50 м), а приемных — на крышах автомобилей (h2 = =1,5 м), зона устойчивого приема не может, как правило, превышать 34 км. При этом следует учитывать, что реально качество приема будет определяться характером застройки города, наличием препятствий на пути распространения радиоволн (особенно железобетонных зданий), что может привести к многолучевому распространения радиоволн и, как следствие этого—  интерференционным замираниям сигнала в точке приема, приводящим в ряде случаев к флуктуирующему многократному;.- ослаблению напряженности поля радиосигнала.

При наличии помех со стороны других передатчиков, а это наиболее реальный случай, площадь зоны обслуживания будет зависеть от значения защитного отношения (30) по радио- частоте А — минимального отношения сигнал/помеха (т.е. отношения полезного сигнала к мешающему на входе приемника), при котором еще обеспечивается требуемое качество приема: А = 20 Ig (Е, / Е). Здесь Е— напряженность поля помехи (значения,

напряженности поля выражаются в децибелах относительно 1 мкВ/м). Значение 30 определяется характером помех, создаваемых мешающими передатчиками, и задается при точно определенных системных параметрах.

По уровню взаимных помех, возникающих в передающей сети, ОВЧ ЧМ радиостанции можно классифицировать на работающие:

• в совмещенном частотном канале (когда несущие частоты одинаковые, а излучаемые программы — разные);

• в синхронное сети (когда и несущие частоты равны и излучаемые программы одинаковые);

• в разных частотных радиоканалах.

Требуемое значение защитного отношения в совмещенном, частотном канале составляет 32дБ — для монофонического 1 вещания и 46 дБ — для стереофонического (с полярной модуляцией). Это значит, что на границе зоны обслуживания сигналы от двух радиостанций, работающих на одной частоте, не будут; мешать друг другу, если уровни радиосигналов от "полезной" ', и "мешающей" станции будут различаться не менее чем на 32

и 46 дБ соответственно. По мере увеличения разноса частот М ' радиостанций 30 уменьшается вплоть до 0 дБ при М = 180 кГц- ] для моно- и 280 кГц — для стереофонического вещания.

Таким образом, когда речь идет о достаточно удаленных друг от друга вещательных зонах, становится возможным повторное использование частот, т.е. вещание разных передатчиков на одной частоте (за счет того, что они удалены друг от друга, и в зоне приема одного передатчика сигнал от другой, "Мешающей" радиостанции ничтожно мал). Благодаря повторному использованию частот на охватываемой вещанием территории экономится частотный ресурс, сужается требуемый для вещания диапазон частот.

Для ЦРВ значения 30 существенно ниже: при приеме сигналов ОФМ-2 теоретически 30 равно 0 дБ, т.е. при незначительном превышении мощности сигнала над мощностью помехи на входе приемника помеха не вызывает ошибок и качество звучания не ухудшается. На самом деле, вследствие неидеальной реализации приемника, 30 в этом случае составляет 2...3 дБ. При переходе к ОФМ4 происходит заметное возрастание 30 — до 5...7 дБ при когерентном приеме и до 10...12 дБ — при автокорреляционном. Учет влияния шумов в  ЦРВ также приводит к увеличению 30.

Внедрение ЦРВ предполагает переход к более высоким, нежели в сетях ОВЧ ЧМ вещания, стандартам качества радиовещательного приема. Так, необходим переход от метода планирования сети по рекомендации "90% времени и 50% точек приема", принятых для сетей ОВЧ ЧМ вещания, к новым, более жестким критериям, например, 99% времени и 99% точек приема. При этом не следует забывать и о явно выраженных пороговых свойствах цифровых систем вещания (см. рис. 1.1). Дело в том, что уменьшение напряженности поля при аналоговом ОВЧ ЧМ вещании означает лишь некоторое снижение качества звучания. Совершенно иное положение возникает при ЦРВ: снижение напряженности поля сигналов ЦРВ ниже порогового значения, определяемого защитным отношением, приводит к полному пропаданию сигнала на приеме. Поэтому неприемлемо положение, когда не гарантируется прием сигнала ЦРВ в течение 10% времени, а также доведение вещания лишь до 50% слушателей. ([9, 11, 27, 52, 56, 76, 84, 88, 95, 120])

6.2. Организация радиовещания на заданной территории

Как отмечалось ранее, при реализации услуги ЦРВ условия приема в решающей степени влияют на выбор метода передачи сигналов. Однако, вне зависимости от метода передачи, организация ЦРВ с помощью наземных передающих станций требует изучения возможности работы передающей сети на одной или нескольких несущих частотах. Наиболее исследованы и многочастотным способы построения сети ЦРВ. Реализация этих способов организации вещания существенно зависит от используемого метода передачи сигналов.

Рассмотрим организацию вещания на заданной территории при последовательном методе передачи (ВРК-ИКМ-ФМ) сигналов ЦРВ (см. также разд. 2.6).

Одночастотная сеть. К достоинствам одночастотной сети с ВРК можно отнести достаточно высокую частотную и энергетическую эффективность, относительную простоту приемников, настраиваемых на одну рабочую частоту, а к недостаткам — наличие больших взаимных помех в зонах интерференции, затрудняющих качественный прием на простейшие штыревые антенны. Исходя из допустимой вероятности ошибки при приеме

Р, =10'...10', требуемая величина ЗО при когерентном приеме составляет от 8 дБ (при использовании ОФМ-2) до 12...15 дБ— при ОФМ-4. Более того, если при одночастотном методе планирования гипотетической сети использовать простейшие ненаправленные антенны, то зона обслуживания вещанием составит 50% заданной территории при ОФМ-2 и до 35% — при ОФМ-4. Применение направленных приемных антенн с коэффициентом усиления не менее 20 дБ снижает влияние мешающих станций и увеличивает зону обслуживания до 100%.

Следовательно, прием на переносные и автомобильные приемники — важнейшее условие работы ЦРВ — при одночастотном построении сети невозможен. Таким образом, одночастотная сеть ЦРВ с последовательным методом передачи цифровых  обеспечивает полное покрытие территории только при приеме на направленные антенны, и потому может играть роль лишь распределительной системы. Заметим, что этот вывод сделан даже без учета проблем, связанных с межсимвольной интерференцией в многолучевых каналах приема. Выше отмечалось, что при последовательной передаче нет разработанных высокоэффективных методов радиоприема в многолучевых каналах, т.е. в каналах с частотно-селективными замираниями. Не решены в таких системах и вопросы создания синхронных сетей, поскольку подразумевается использование метрового и дециметрового диапазонов волн.

Многочастотная сеть. При разработке фундаментальных аспектов цифрового радиовещания в 1980-х гг. как в нашей стране, так и за рубежом ставка делалась на традиционные многочастотные сети — при использовании последовательной передачи сигнала. (При планировании сетей ЦРВ не следует путать многочастотную сеть и многочастотный способ передачи, реализованный в системах Eureka 147/DAB и DRM в виде много- частотного модема COFDM!).

Идея многочастотной сети заключается в том, что в различных зонах обслуживания используются разные под диапазоны, в частности в трехчастотной сети используются три под диапазона частот, причем в каждом под диапазоне каждая радиопрограмма излучается на своей рабочей частоте. Таким образом, если в трехчастотной сети передается шесть радиопрограмм, то требуется использовать 18 рабочих частот. Достоинство много частотной сети проявляется, например, в том, что даже при переходе к трехчастотной сети и 30 равному 6 дБ возможно практически полное покрытие территории вещанием при приеме на не- направленную антенну. Платой за это является усложнение схемы приемника (он должен содержать синтезатор частоты) и модулятора передатчика либо уменьшение количества передаваемых программ. Однако, несмотря на то, что в многочастотной сети появляется возможность существенного увеличения длительности элементарных посылок, проблема МСИ при таком планировании сети полностью решена не будет. Действительно, для решения этой проблемы в методе СОРОМ каждая звуковая программа передается как минимум на полутора десятках (!) (под) несущих.

Построение многочастотных сетей ЦРВ не снято с повестки дня, тем более что в условиях равнинной и слабопересеченной местности, а так же в малоэтажных городах (т.е. в условиях сравнительно слабо выраженной многолучевости) применение последовательной передачи не только оправдано, но и целесообразно. Про проектировании таких сетей следует пользоваться планирования передающей  радиовещания [56, 88).

Принятие Европейского стандарта для наземной версии ЦРВ Т-DAB [114], использующего параллельный (многочастотным) метод передачи — систему СОРОМ, и появление ряда материалов [26, 95] по вопросам построения одночастотных вещательных (SFN) Т-DAB в Европе сделало возможным рассматривать такой вариант построения сетей как альтернативу многочастотным. Ввиду отсутствия в настоящее время методик расчета SFN Т-DAB, аналогичных нормативным документам [56, 88], полноценное проектирование таких сетей затруднено. Ниже даются рекомендации достаточно общего характера, позволяющие выполнить эскизный проект одночастотной сети ЦРВ по версии SFN Т-DAB.

При принятии технических решений в процессе проектирования сети ЦРВ необходимо учитывать ее частотную эффективность. Под частотной эффективностью сети вещания будем понимать число стереофонических программ, которые можно принимать в выделенной полосе частот с требуемым качеством звуковоспроизведения во всех зонах обслуживания. Обычно полагают, что переход от аналоговой к цифровой передаче сопровождается расширением полосы частот, т.е. снижением частотной эффективности. Однако в сети радиовещания при учете влияния соседних зон имеет место противоположная ситуация. Как известно [27], в выделенном для высококачественного звукового вещания диапазоне 100...108 МГц сетью аналогового ОВЧ ЧМ вещания с учетом требуемых высоких значений 30 можно обеспечить сплошное покрытие территории лишь тремя стерео- фоническими программами.

Частотная эффективность сети ЦРВ существенно выше. Это следствие высокой помехоустойчивости цифровых методов передачи, а также возможности многократного сжатия исходного вещательного сигнала. В настоящее время достигнуты высокие значения удельной скорости передачи (см. табл. 2.4). Так, если принять, что для передачи одной стереофонической программы ЦРВ с учетом сжатия и канального кодирования требуется скорость передачи порядка 300 кбит/с и, следовательно, полоса частот около 200 кГц (в перспективе — 100 кГц и менее), то в вещательном диапазоне с полосой 8 МГц, в принципе, можно разместить около 40 стереофонических программ ЦРВ, т.е. приблизительно по 13 разных программ в каждой зоне трехчастотной сети — при обеспечении 30 не менее 6 дБ.

Для вещания различных наборов (пакетов) звуковых про- грамм в смежных вещательных зонах ЦРВ используют много- частотные сети. В этом случае — вне зависимости от способа передачи — оптимальная эффективность в плане использования частотного спектра при организации вещания достигается при мозаичном (сотовом) покрытии территории шестиугольными зонами, у каждой из которых радиус описанной окружности равен В, а серия одинаковых по площади и конфигурации зон обслуживания организована в правильную решетку (рис. 6.1). Известно, что для системы связи с покрытием рабочей области в виде шести- угольников и заданным планом распределения каналов, выполняется соотношение С = (1/3).(D/R), где D — защитный интервал, определяемый как расстояние между центрами зон, D/R — отношение, определяющее заданный уровень взаимных помех, С — частотный параметр системы (минимально-возможное число радиоканалов, с помощью которых можно обеспечить вещание в пределах заданной территории), который может принимать только фиксированные значения, определяемые из выражения С = (k + 1) — k1, где k и — целые положительные числа. Наиболее часто применяют набор из 3 (трехчастотная сеть) или 7 (семичастотная сеть) частот излучения. Например, для сотовой семичастотной структуры, D/Rp = 4,6 (при k = 1,! = 2). Именно такая величина отношения D/Rp была принята в предложениях EBU для спутникового варианта системы DAB [106, 120]. На рис. 6.1 в качестве примера показана девятичастотная сеть, применяемая в сетях СПРС.

Поэтому при анализе технического задания на проектирование сети ЦРВ для конкретного региона (области, республики, страны) следует ориентироваться на сотовое покрытие вещанием заданной территории (естественно, если речь идет о вещании на частотах выше 30 МГц!). Эта рекомендация распространяется на проектирование как сетей НЦРВ (когда вещание осуществляется непосредственно ретранслятором, размещенном на ИСЗ, как например, в системе $-DAB (MediaStar) — см. разд. 3.10), так и комбинированных (НСС) и наземных сетей ЦРВ. Размеры сот в каждой из таких сетей будут, очевидно, существенно различаться. Более подробно этот вопрос рассматривается ниже на примере проектирования сети НЦРВ.

К параметрам планирования сети в диапазоне ОВЧ относят:

1. эффективную излучаемую мощность передатчиков (P дБ/ кВт);

2, высоту подвеса передающих антенн (Н, м);

3. расстояние между передатчиками сети (D, км) и число используемых частот (n);

4. кривые распространения;

5. граничный процент точек приема (L); 6. допустимый процент времени появления помех;

7. минимально допустимую напряженность поля (Е дБ/мкв/ м);

8. степень неровности местности (F(Ah), дБ);

9. высоту приемной антенны (h, м);

10. защитное отношение (А, дБ).

Последний параметр считается основным для планирования любой передающей сети.

В случае частотного планирования сети обычно решают задачу оптимального по использованию радиочастотного спектра построения сети, т.е. определения параметров 1-3 при известных параметрах 4-6,10 и соблюдении условий по параметрам 7-9. Однако можно найти 30, необходимое для работы системы ЦРВ в оптимальной сети при конкретном частотном плане (параметрах 1 — 3), известных параметрах 4-6 и соблюдении условий по параметрам 7 — 9. Другими словами, для заданной системы можно проектировать сеть, а для заданной сети — определить требования к системе.

В международной практике радиовещания ЗО по высокой частоте — это найденное при конкретных условиях минимальное значение отношения полезного сигнала к мешающему на входе приемника, которому соответствует определенное качество звучания на его выходе. В ЦРВ оценка качества может быть заменена на однозначно связанную с ней вероятность появления ошибок Р, в информационном символе на выходе декодера. В свою очередь, связь номинальной величины Р, с качеством звуковоспроизведения определяется по известной методике с учетом необходимости выполнения требований критерия щелчка, а также требований, предъявляемых к уровню шума интерполяции, однозначно определяемого величиной интервала маскирования. Так, в ФМ канале 3B без кодовой избыточности (Р, ) <10 . При введении кодовой избыточности эта величина может быть увеличена на три-четыре порядка, что объясняется увеличением помехозащищенности канала [18, 76, 79, 85, 89].

Таким образом, в системе ЦРВ требуемое качество звуковоспроизведения должно обеспечиваться, если вероятность Р, ошибочного приема не превосходит остаточную (т.е. долговременную) Р. Поэтому при планировании сетей ЦРВ под зоной обслуживания понимается территория, в пределах в течение заданного процента времени обеспечивается выполнение условия Р < Р.

Вероятность Р определяется видом сигнала, кратностью манипуляции, способом приема, эффективностью применяемых средств помехоустойчивого кодирования и маскировки и обычно принадлежит диапазону значений 1 10 '...1 10'.

Планирование наземной многочастотной сети ЦРВ в диапазоне ОВЧ может быть выполнено на основе традиционной методики проектирования сетей ОВЧ ЧМ вещания [56, 88] с учетом специфики ЦРВ, отраженной, в частности, в работах [11, 49-51, 57, 76, 83-85, 89, 92, 120].

6.3. Принципы частотного планирования сетей Т-DAB

Основной принцип частотного планирования сетей Т-DAB состоит в таком согласовании параметров планирования, чтобы обеспечивался приемлемый компромисс между плотностью требуемых сетей передатчиков для предоставления заданного покрытия и возможностью повторного использования одного блока частот с другим программным содержанием в других зонах.

Сети передатчиков Т-DAB проектируются на основе использования одной из трех основных моделей или их сочетаний: один передатчик; одночастотная сеть станций, использующих ненаправленные передающие антенны ("открытая сеть"); одночастотная сеть станций, использующих направленные передающие антенны по периметру зоны покрытия ("закрытая сеть").

При частотном планировании сетей Т-DAB применяются следующие параметры планирования — расстояния:

• расстояние разнесения — расстояние между границами (или периметром) двух зон покрытия, обслуживаемых двумя разными службами. Если имеют место два расстояния разнесения по одному для каждой службы — из-за разных 30 для этих двух служб, то в таких случаях используется большее расстояние;

• расстояние повторного использования — кратчайшее расстояние между границами (или периметром) двух зон покрытия, где используется один блок частот, по которым передается разная информация;

• радиус покрытия — расстояние от центра зоны покрытия до границы (или периметра) одного района. Обычно этот термин используется только в отношении одиночных передатчиков;

Описание особенностей планирования сетей Т-DAB в от- ношении расстояния повторного использования (по результатам моделирования сети) и некоторые примеры расчетных расстояний повторного использования для разных случаев будут приведены ниже [25,95].

6.4. Чем привлекательны одночастотные вещательные сети

В одночастотных вещательных сетях (SFN) Т-DAB все передатчики работают на одной частоте и излучают один и тот же набор звуковых программ. Напомним, что возможность работы в зонах с высоким уровнем МСИ в системах Т-DAB достигается, в основном, введением защитного интервала во временной области. При условии, что максимальное время задержки на многолучевое распространение (с учетом задержки однотипных сигналов от близлежащих передатчиков) не превышает значительно этот защитный интервал, все элементы принятого сигнала складываются конструктивно.

При этом, с точки зрения обработки сигнала в приемнике, многолучевой сигнал не различается — поступает ли он от "своего" (ближайшего) передатчика или от какого-либо другого с соответствующей задержкой, но несущего точно такую же информацию.

При увеличении времени задержки выше защитного интервала конструктивный эффект любой многолучевой трассы уменьшается и возрастает действие помех. Отсюда следует, что несколько передатчиков, образующих сеть Т-DAB в обширной зоне, могут использовать один блок частот без взаимных помех при условии, что времена задержек всех сигналов, полученных при значительных уровнях, не больше примерно 1,2 временного защитного интервала. В этом состоит общий принцип "одночастотной сети" SFN.

Таким образом, в многолучевом канале в системе COFDM в определенных пределах задержки имеет место эффект — явление взаимного сложения мощности сигнала нескольких передатчиков сети. Этот эффект называется сетевым усилением одночастотной сети. Он состоит из аддитивной (дополняющей) и статистической составляющих. Аддитивная часть является результатом того, что из-за наличия нескольких полезных сигналов мощности этих сигналов складываются в приемнике. Статистическая часть определяется распределениями изменений по месту различных полей. Полное стандартное среднеквадратическое отклонение (СКО) составляющей принятого (суммарного) сигнала меньше, чем у единичного сигнала, и следовательно запас по мощности для обеспечения 90% (или 99%) охвата точек местности можно снизить относительно случая с одним передатчиком. В этом состоит суть внутреннего сетевого усиления сети SFN.

В табл. 6.2 [95] указано максимальное теоретическое сетевое усиление для покрытия 99% местности в сети SFN, состоящей из заданного числа одинаковых передатчиков. Предполагается, что сигналы не коррелированны и каждый имеет логарифмически нормальное распределение при величине СКО равном 5,5 дБ в точках, где напряженности составляющих полей равны.

В общем случае уровни сигналов от отдельных передатчиков в заданном месте будут отличаться. На рис. 6.4 показано, как изменяется теоретическая оценка сетевого усиления при изменении разности средних уровней напряженности поля двух источников сигнала (Аи В), ОКО=5,5дБ[95].

Итак, эффект сетевого усиления позволяет снизить мощности всех передатчиков, работающих в одночастотной сети, на величину от 7 до 13 дБ (в зависимости от количества передатчиков) с сохранением требуемой минимально-необходимой напряженности поля на границе зон обслуживания каждого передатчика. Заметим, что при этом необходимым условием является трансляция единого набора звуковых программ всеми передатчиками сети SFN.

При рассмотрении усиления сети SFN необходимо учитывать, что не все передатчики в сети будут содействовать увеличению полезного сигнала. В зависимости от системных и сетевых параметров, например, защитных интервалов и расстояния между передатчиками, некоторые сигналы могут создавать помехи и, следовательно, понижать усиление сети. Также надо отметить, что если напряженность поля одного передатчика существенно выше, чем у других передатчиков в сети, например, значительно ближе любого данного передатчика, то сетевое усиление будет стремиться к нулю.

Максимальное сетевое усиление возникает, когда передатчиков создают сигналы одинакового уровня. Тогда для определения сетевого усиления, вероятно, более подходит детальный расчет с учетом реальной обстановки (включая особенности местности и отражения).

Эффект сетевого усиления можно проиллюстрировать графически. На рис. 6.5 изображены качественные зависимости напряженности поля (Е) от радиуса (r) зоны обслуживания для двух соседних передатчиков. При снижении напряженности поля на величину ЛЕ, не превышающую 7...8 дБ, на границе смежных областей обслуживания R* — при конструктивном сложении сигналов на входе приемника от обоих передатчиков — сохраняется требуемое минимально-допустимое значение напряженности поля (Е,).

Для примера рассмотрим многочастотную сеть передатчиков, работающих в формате ВРК-ИКМ-ФМ, и их гипотетический "перевод" в одночастотный режим с модуляцией СОРОМ. В табл. 6.3 представлены результаты ориентировочного расчета такой многочастотной сети [38]. При расчетах был использован ряд дополнительных параметров:

• количество передаваемых стереопрограмм: 6;

• количество используемых рабочих частот (частотный план): 7;

• параметры ИКМ- преобразования: f, 48 кГц, m = 16;

• коэффициент сжатия К при кодировании источника: 6.

Нетрудно подсчитать, что суммарная мощность передатчиков составляет Р, = 780 Вт, а занимаемая полоса частот приблизительно равна Р = 7 (6М) = 6,7 МГц, где М = 2Rg / 0,8BK~ = =2mf,/1,6К = 160 кГц — полоса, необходимая для передачи одной стереофонической программы в системе ЦРВ с ВРК-ИКМ-ФМ при использовании двукратной (8=2) модуляции ОФМ-4 (без учета передачи сигналов синхронизации и сервисной информации).

При переводе этой семичастотной сети в режим одночастотной сети SFN, за счет возникающего эффекта сетевого усиления, мощности всех передатчиков могут быть снижены как минимум на 7...8 дБ (приблизительно, в 5 раз). В результате суммарная мощность передатчиков в гипотетической одночастотной сети составит около 160 Вт. Выигрыш в использовании частотной полосы в такой сети по сравнению с многочастотной составляет приблизительно 4,5 раза. Как известно, этим не ограничивается превосходство одночастотных сетей — они обеспечивают высокое качество звукового вещания в условиях интенсивной многолучевой интерференции. Напротив, рассчитанная выше семичастотная сеть, где длительность элементарного сигнала (ФМ посылки) составляет приблизительно 0,6 мкс, способна удовлетворительно функционировать лишь на практически открытой местности.

Таким образом, при переводе многочастотной сети формата ВРК-ИКМ-ФМ в одночастотный режим SFN возможно достижение существенной экономии энергетических и частотных ресурсов.

6.5. Элементы проектирования одночастотной сети Т- DAS

В простейшем случае, проектируя наземную сеть ЦРВ на основе стандарта Т-DAB, можно воспользоваться нижеприведенными рекомендациями для определения мест размещения радиовещательных передатчиков системы. При этом следует руководствоваться данными по мощностям (ЭИИМ) передатчиков, радиусам покрытия и расстояниям повторного использования для выбранной конфигурации размещения передатчиков (одиночные или в виде одночастотной сети).

Рекомендуемые полосы частот, в пределах которых должен быть размещен блок частот системы (шириной 1,54 МГц): 174. 240 МГц (так называемая полоса П1) и 1452...1467 МГц (L — полоса). Для организации вещания на региональном и местном уровнях полагают, что покрытие можно обеспечить либо с одной главной станции (возможно, с использованием ряда ретрансляторов "подсветки" малой мощности), либо в сети SFN на частотах диапазона 1,5 ГГц. При этом следует помнить, что невозможно использовать тот же блок частот при передаче разных программ в сопряженных зонах.

Минимальная требуемая напряженность поля. Минимальная плотность потока мощности (ППМ) и соответствующая минимальная эквивалентная напряженность поля в местах приема вычисляются для различных условий.

Для приема сигналов Т-0AB обычно предпочтительны все направленные антенны для использования сетевого усиления в одночастотных сетях, а также отражений "от конструкций". Для вертикальной поляризации простейшей всенаправленной антенной является несимметричный четвертьволновый вибратор с усилением 0 дБ. Для горизонтальной поляризации самой простой всенаправленной антенной является пара перекрещенных диполей, электрически связанных через 90-градусный сумматор.

Усиление антенны такого типа равно примерно -3 дБ. Для портативных приемников (ручного или карманного размера) диаграмма направленности во многих случаях будет непрогнозируемой, и усиление будет изменяться от 0 дБ до -10 дБ.

В табл. 6.4 [95] приведены результаты расчета ППМ в местах приема и минимальной требуемой эквивалентной напряженности поля в гауссовском канале (без учета индустриальных помех, т.е. помех искусственного происхождения).

В табл. 6.5 и 6.6 те же параметры поля и системы ЦРВ вычислены для канала при учете: скорости (V) перемещения приемника, установленного на ПО, условий приема (пригород или город) и наличия индустриальных помех (в оригинале — искусственного шума). Так, в табл. 6.5 при моделировании принято, что ПО перемещается со скоростью V = 130 км/ч в пригороде; в табл. 6.6 — V = 15 км/ч в городе. Использованные при расчетах скорости выбраны с учетом того, что они представляют худшие случаи, где требуются максимальные величины отношения Н/Ш; использованные величины "ППМ искусственного шума" диапазона ОВЧ взяты из данных компании ВВС для пригородных и городских зон соответственно. Они преобразованы из входной мощности приемника, измеренной на четвертьволновом вибраторе, в ППМ. Затем результаты приведены к полосе шириной 1,5 МГц.

При планировании сети Т-DAB важно знать влияние индустриальных помех в зоне покрытия. В стандарте [107] для системы Т-DAB принято, что в зоне покрытия должны обслуживаться 99% точек местности. Для исключения сокращения указанной зоны обслуживания следует учитывать уровни индустриальных помех, превышаемые в малом числе мест при условии отсутствия корреляции между уровнями помех (шума) и полезного сигнала. Измерения индустриальных помех (искусственного шума) в полосе 215...230 МГц проводились с использованием четвертьволнового вибратора на высоте примерно 1,5 м. Результаты, справедливые для 50% мест: — 203,0 дБВт/Гц (в сельских районах) и— 197,0— 205,5 дБВт/Гц (в городских районах). В диапазоне 1,5 ГГц для систем Т-DAB в настоящее время нет согласованного метода прогнозирования напряженности поля.

Требования по проценту времени и мест. Требуемый процент мест для сетей Т-DAB пока не определен, но будет порядка 99% на границе зоны обслуживания. Показатель поправки 50...99% определяется стандартным отклонением напряженности поля, заданным в [56] величиной 8,3 дБ для узкополосных сигналов в диапазоне ОВЧ. Однако недавно в материалах МСЭ-Р была предложена величина 5,5 дБ (подтвержденная полевыми испытания- ми), как более приемлемая для широкополосных (порядка 1,5 МГц) сигналов. Использование величины 5,5 дБ ведет  увеличению на 13 дБ (2,33 х 5,5 дБ) минимальной полезной напряженности поля с учетом разности между величинами для 50% мест, приведенными в [56, 88], и величинами для 99% мест, необходимыми для планирования сетей Т-DAB.

Предлагается предоставлять услуги Т-DAB в течение 99% времени. В методиках [56, 88] не даются графики распространения для 99% времени, однако для малых расстояний разность между напряженностью сигнала по 50 и 99% времени будет пренебрежимо мала, и поэтому для удобства можно использовать графики для 50% времени. Кривые для 1% времени можно использовать для расчета мешающей напряженности поля.

Учет высоты приемной антенны. В [56, 88] графики распространения относятся к высоте приемной антенны около 10 м над поверхностью земли, в то время как услуга ЦРВ предполагает подвижный прием, когда эффективная высота приемной антенны примерно 1,5 м. Измерения, проведенные по вертикально поляризованным сигналам Полосы  (около 230 МГц), показывают, что при преобразовании минимальной потребной напряженности поля Т-DAB на высоте 1,5 м в эквивалентную величину на высоте 10 м необходим запас 10 дБ.

Минимальные требуемые напряженности поля для планирования сетей Т-DAB. При проектировании сетей Т-DAB требуется знание минимальных величин потребной напряженности поля. При использовании принятой модели распространения [56, 88] удобнее относить эти величины к 50% мест при высоте приемной антенны 10 м над уровнем земли. Однако, по указанным выше причинам, необходимо обеспечить удовлетворительный прием в 99% мест и для этого требуется запас 13 дБ, к которому следует прибавить поправку в 10 дБ, чтобы учесть разность высот антенн (10 м и 1,5 м).

В табл. 6.7 приведены величины минимальной напряженности поля в сетях Т-DAB, обслуживающих сельские районы. Здесь учтены необходимые поправки по проценту мест обслуживания и по высотам подвеса антенн (см. табл. 6.5).

Наземные эксперименты показали [120], что необходимая для приема в любой зоне обслуживания мощность передатчика для DAB- системы в среднем примерно в 50 раз меньше, чем для ОВЧ ЧМ системы (выигрыш зависит от высоты подвеса антенны).

Учет потерь мощности на прохождение стен зданий и сооружений. Наряду с тем, что услуга ЦРВ должна гарантировать качественный радиоприем в автомобиле, требуется обеспечение хорошего приема и на портативные приемники в домах — без использования стационарных (направленных) антенн. Поэтому в процессе проектирования сети ЦРВ необходим учет потерь мощности сигнала при его прохождении стен зданий и сооружений. Усредненные значения потерь (в децибелах) на уровне первого этажа для кирпичных (меньшая величина) и бетонных зданий для разных диапазонов частот приведены в табл. 6.8.

Защитное отношение по радиочастоте. Из-за большой загруженности диапазона ОВЧ и L — полосы очень важным фактором является совместимость Т- DAB и телевидения, а также совместимость между системами Т-DAB, передающими разные наборы звуковых программ.

Требуемое 30 для системы Т-DAB, которой мешает аналоговый сигнал, совпадающий по частоте с одной из несущих DAB, равно -6 дБ. Если непрерывная несущая находится между двумя несущими СОРОМ, то снижение отношения Н/Ш может быть выше, и требуемое защитное отношение также будет повышаться (точных величин нет).

В том, что касается величины 30 для Т-DAB при помехах от Т-DAB, то в реальной обстановке подвижных служб лучше принимать райсовский и даже релеевский канал, чем гауссовский. Релеевский канал является худшим случаем. Он характеризуется величиной 30 порядка 15 дБ и применяется достаточно редко, а 30 для гауссовского канала равно 7 дБ. В практических расчетах рекомендуется компромиссная величина 30, равная 10 дБ.

Совместное использование и совместимость по частоте. Координация Т-DAB с Т-DAB при планировании сети основана на концепции расстояний повторного использования.

Ограничения мощности. В принципе нет необходимости введения каких-либо ограничений или пределов на максимальную мощность передатчиков Т-DAB при условии, что не используются мощности, превышающие необходимые для обеспечения требуемого качества обслуживания. Однако из-за ограниченности полосы частот, выделяемой для служб Т-DAB, очень важно использовать частотный ресурс по возможности эффективно.

Обычно желательно использовать относительно большое число маломощных передатчиков в плотной одночастотной сети Т-DAB (способ малых ячеек). В этом случае проще сформировать зону покрытия для сети Т-DAB и исключить помехи на соседние зоны обслуживания; станции малой мощности также более предпочтительны с точки зрения установки и эксплуатации. Другим преимуществом способа малых ячеек является возможность реализации "усиления одночастотной сети" в большом числе мест в сети, что еще больше улучшит покрытие. Однако затраты радиокомпаний на развертывание плотной сети передатчиков могут быть неприемлемо большими, учитывая вложения в обычные радиовещательные сети.

В рекомендациях [95] отмечается, что теоретически в сети SFN, работающей в полосе И! с разнесением передатчиков 60 км, излучаемая каждым передатчиком мощность, необходимая для покрытия 99% мест, равна приблизительно 1 кВт. Эта величина получена на основе использования Рек. 370 МСЭ-Р [56] для эффективной высоты антенны 150 м. Одним из путей снижения расстояния повторного использования между передатчиками является использование по возможности направленных передающих антенн. Отмечается, что стоимость усилителей мощности для систем Т-DAB резко возрастает при выходной мощности свыше 1 кВт. Это объясняется высокими требованиями к линейности таких усилителей с целью снижения интермодуляционных искажений.

Координация Т-DAB с другими службами радиовещания. В случае тропосферных помех 30 для ТВ с помехами от Т-DAB изменяются от 42 до 32 дБ в зависимости от положения блока частот Т-DAB, используемых в ТВ-канале. Для целей координации для ТВ с помехами от Т-DAB следует учитывать, что при использовании в системах Т-DAB вертикальной поляризации существует ортогональная поляризационная селекция (т.е. развязка) величиной 16 дБ.

В случае полезного сигнала Т-DAB с помехами от ТВ величины 30 будут изменяться от 0 до -32 дБ — в зависимости от положения блока частот Т-DAB относительно видеонесущей. В большинстве стран полоса III применяется для ТВ- служб, где используются различные системы с разной шириной каналов и поэтому с разными частотами звуковой и видеонесущих. В каждом ТВ- шириной 7 МГц системы В/PAL можно разместить 4 блока частот Т-DAB, что дает общие центральные частоты для блоков частот Т-DAB независимо от используемой ТВ-системы. Схема согласованного размещения радиоканалов в полосе данного ТВ-канала основана на шагах настройки в 16 кГц и обычно защитных полосах в 176 кГц между соседними блоками частот DAB. Заметим, что в полосе 230...240 МГц можно разместить только 6 блоков частот DAB, если она разделена на 2 части.

В табл. 6.9 приведена согласованная схема размещения блоков частот системы Т-DAB для диапазона 1,5 ГГц. Как и для диапазона ОВЧ, в ней используются шаги настройки в 16 кГц и принятые защитные полосы в 176 кГц.