3.9. Система кодированных сигналов COFDM

Анализ системы сигналов COFDM это, фактически, завершение рассмотрения вопросов, затронутых в разд. 2.6 и 3.4-3.8 и посвященных, в конечном счете, проблемам обеспечения высокого качества услуги цифрового радиовещания в многолучевом канале. Однако известно, что влияние фактора многолучевости на качество связи носит двойственный характер. С одной стороны, непредсказуемые искажения формы и принимаемого сигнала приводят к неизбежной потере достоверности демодуляции.

С другой стороны, наличие двух или нескольких разнесенных во времени сигналов, замирающих независимо и переносящих одно и то же сообщение, объективно должно повышать помехоустойчивость приема такого сигнала. Не случайно поэтому разработки систем связи для таких каналов были направлены как на преодоление вредного действия многолучевости, так и на превращение ее в полезный фактор, содействующий повышению достоверности передачи по сравнению со случаем одного замирающего луча. В основе этих разработок лежат методы пространственного, частотного или корреляционного разделения лучей с последующим использованием одного или всех лучей [99 и др.].

Для передачи сообщений по каналам с рассеянием предложено множество способов, которые можно сгруппировать в три направления [60]:

• системы передачи с инвариантными характеристиками помехоустойчивости, сохраняющие работоспособность и заданное качество передачи в некотором диапазоне мгновенных параметров значений канала. Для этого выбираются структура сигнала и вид модуляции, в наименьшей степени подверженные искажениям в рассеивающем канале. В системах с малой базой (высокой удельной скоростью передачи на 1 Гц полосы частот) при этом, как правило, используют сигналы в виде длинных отрезков гapмонических колебаний, а в системах с большой базой — составных широкополосных сигналов;

• системы передачи с коррекцией канала или сигнала, содержащие на приемной стороне в явной или неявной форме оцениватель текущего состояния канала (импульсной характеристики или передаточной функции) и устройство, восстанавливающее утраченную форму системной характеристики (корректор канала) либо информационный (представляющий) параметр сигнала (корректор сигнала);

• системы передачи с оценкой текущего состояния канала и оптимальной (субоптимальной) демодуляцией сигнала. В этих системах демодулятор строится с учетом дискретной природы передаваемого сообщения и критерием оптимальности является средняя вероятность ошибочной регистрации элементов сообщения.

В системах двух последних направлений, как правило, используют последовательных (односигнальный, одночастотный) метод передачи, обладающий лучшими энергетическими показателями по сравнению с параллельным (многочастотным) методом передачи (см. разд. 2.6). Третье направление имеет наиболее совершенный критерий и в соответствии с ним реализует наивысшие характеристики достоверности [42, 60, 94].

Весьма плодотворным решением в первом направлении явилась разработка систем, инвариантных к многолучевости и основанных на использовании в качестве канального сигнала совокупности взаимно ортогональных отрезков гармонических колебаний достаточно большой протяженности — системы "Кинеплекс" и МС [66, 94 и др.].

Инвариантность к многолучевости достигается в этих системах с помощью «укороченного интегрирования», использующего лишь среднюю часть посылок сигнала, не подверженную переходным процессам в канале и обусловленную суммарным действием всех лучей. Неопределенность фазы компенсируется применением относительной ФМ (ОФМ). Высокий коэффициент использования полосы частот (удельная скорость передачи информации) достигается применением двукратной манипуляции (а в новых модификациях и более высокой кратности).

Изобретенная в США в конце 50-х гг. прошлого столетия система "Кинеплекс" является по существу системой OFDM— сигналов, прародителем сегодняшней системы кодированных сигналов COFDM. Чтобы лучше понять идеологию системы СОРОМ, кратко остановимся на основных характеристиках системы "Кинеплекс" [66], используя современную терминологию.

В системе используется 20 (под)несущих частот, на каждой из которых с помощью модуляции ОФМ-4 осуществляется передача двух телеграфных сигналов со скоростью от 45 до 75 Бод; кроме того, одна служебная несущая используется для передачи импульсов синхронизации. На рис. 3.13а показано размещение несущих частот и перекрытие спектров отдельных каналов, расположенных с разносом 110 Гц в полосе стандартного телефонного канала 300...3400 Гц. Селекция несущих частот на приеме осуществляется с помощью коммутируемых высокодобротных (О - 1000) электромеханических фильтров. Резонансная характеристика такого фильтра представлена на рис. 3.13б. Эти фильтры коммутируются синфазно, производя интегральный прием ОФМ- посылок. Так как соседние несущие расположены в нулевых точках резонансных характеристик фильтров, то взаимные помехи соседних каналов незначительны.

Использование в системе «Кинеплекс» двукратной ОФМ, интегрального приема и высокодобротных коммутируемых резонаторов позволило создать многоканальную систему связи, которая реализует скорость передачи и помехоустойчивость, близкую к пределу Найквиста, и значительно превосходит по этим показателям многоканальные системы с частотной модуляцией.

Заметим, что в рассмотренной системе реализован пассивный метод уменьшения влияния МСИ, не требующий изучения текущего состояния канала связи. К числу пассивных методов можно отнести также многопозиционное кодирование, применение защитного интервала на передаче, программную частотную манипуляцию, использование антенных решеток с узкой диаграммой направленности и т. п.

Инвариантность к многолучевости достигается ценой снижения энергетических характеристик системы передачи (распределения общей мощности передатчика по подканалам разнесения, увеличения пик-фактора сигнала), ужесточения требований к линейности тракта передачи, расширения полосы занимаемых частот, усложнения алгоритмов обработки многочастотного сигнала и, следовательно, удорожания приемно-передающего оборудования.

Речь идет о системе кодирования с ортогональным частотным разделением (COFDM), базирующейся на двух основных принципах. Первый из них (OFDM) состоит в распараллеливании информации: передаваемая информация распределяется по большому числу (под)несущих, сконцентрированных в плотно упакованную группу (структуру). Каждая из несущих модулируется сигналом ОФМ-4 с низкой битовой скоростью. В результате для каждой из этих несущих канал становится неселективным. В условиях многолучевости, вследствие частотно-селективных замираний, сигнал, принимаемый на некоторых несущих, усиливается, а на других — ослабляется. По этой причине некоторая часть информации передается с высоким качеством, в то время как другая может быть значительно искажена или даже потеряна.

Второй принцип эксплуатирует многолучевое распространение радиоволн между передатчиком и приемником, используя тот факт, что сигналы, достаточно разнесенные по частоте и по времени, не могут быть искажены идентично. В то же время элементы информации, передаваемые в различные моменты времени на несущих, разнесенных по частоте, связаны между собой посредством кодирования исходной информационной последовательности. Это, как правило, позволяет восстанавливать в приемнике потерянную информацию благодаря ее корреляционной связи (обусловленной кодирование) с информацией, принятой правильно. В основе реализации второго базового принципа СОРОМ лежат сверточное кодирование, декодирование по принципу максимального правдоподобия (алгоритм Витерби) с мягкими решениями, а также перемежение по частоте и по времени. Система модуляции с перемежением предполагает перераспределение элементов потока данных по времени и частоте, в результате чего последовательные отсчеты передаваемого сигнала подвергаются независимым замираниям. Эффективность алгоритма Витерби максимальна в канале с независимыми ошибками и именно перемежение обеспечивает декорреляцию ошибок. Заметим, что при стационарном приеме разнос в частотной области является единственным средством обеспечения успешного приема, поскольку временной разнос в этом случае не помогает.

Для данной системы многолучевое распространение является формой пространственного разноса и рассматривается  ее существенное преимущество, что резко контрастирует с обычными системами, в которых многолучевое распространение может полностью нарушить прием. Система, которая способна использовать преимущества, даваемые многолучевостью, тем устойчивее в работе, чем шире полоса канала. Благодаря перемежению декодер Витерби усредняет последствия от замираний по всей полосе частот сигнала и на глубину перемежения по времени, обеспечивая увеличение "среднего ОСШ". Таким образом, система СОРОМ осуществляет конструктивное объединение результатов приема (суммирование мощностей) каждого луча.

На рис. 3.14 в координатах "время-частота" представлен сигнал ОРОМ: во временной области — это последовательность модулированных символов, разделенных защитными интервалами, а в частотной области суперпозицией каждого символа является функция sin х/х, полученная с помощью быстрого преобразования Фурье (с использованием прямоугольного окна по времени).

Таким образом, в соответствии с базовыми предложениями EBU 1988 г. [106,107], система СОРОМ это: распараллеливание передачи информации, т.е. распределение передаваемой информации по многим несущим, каждая из которых обеспечивает передачу низкоскоростного цифрового потока, вследствие чего длительность элемента сигнала увеличивается до 64 мкс (вместо 0,5 мкс при последовательной передаче), что многократно превышает величину разброса задержек эхо-сигналов при многолучевом приеме; в этом случае частотная селективность канала не приводит к МСИ;

частотно-временное перемещение, осуществляемое в N узкополосных каналах, когда каждый звуковой канал организуется на множестве (под)несущих, равномерно распределенных и перемежающихся по каналу передачи;

введение защитного интервала 8 мкс с целью исключения влияния МСИ при обработке (интегрировании) сигнала на приеме — при этом любой эхо-сигнал, пришедший в приемник в течение временного защитного интервала, не только не вызывает МСИ, но и увеличивает принимаемую мощность;

- использование двукратной ОФМ каждой ортогональной поднесущей, мощного помехоустойчивого кодирования в сочетании с применением декодера Витерби в приемнике обеспечивает достаточно высокую частотную и энергетическую эффективность системы.

Необходимость применения ОРОМ- сигналов в ЦРВ была аргументирована в разд. 2.6. Помехозащищенность таких сигналов существенно возрастает, если корректирующий потенциал помехоустойчивого кода расходуется не равномерно на весь передаваемый цифровой поток, а избирательно, обеспечивая неравную, большую защиту тех символов, которые в ней нуждаются — в соответствии со свойствами применяемой системы модуляции. Неравная защита символов — это логика построения СКК. Поэтому систему «кодек канала + модем СОРОМ» в случае, например, системы Т-DAB, можно рассматривать как сигнально-кодовую конструкцию частотно- разнесенных ортогональных несущих с их квадратурной дифференциальной фазовой модуляцией и неравной защитой.

Дополнительное преимущество при использовании СОРОМ заключается в том, что в ней относительно высокая эффективность (с точки зрения занимаемой полосы и требуемой мощности) может быть реализована в одночастотной сети — как при покрытии большой территории, так и для плотных городских сетей. Использование большого количества передатчиков, работающих на одной частоте, жестко синхронизированных по звуковой частоте и передающих одни и те же программы, приводит к общему снижению требуемой рабочей мощности и требуемых расстояний между зонами, занимаемыми различными службами. Поскольку эхо-сигналы обеспечивают повышение уровня принимаемого сигнала, то во всех типах приемников могут быть использованы простые ненаправленные антенны. Более подробно сетевые аспекты реализации ЦРВ будут рассмотрены в седьмой главе.

Заметим, что системы сигналов COFDM, реализованные в системах Т-DAB и DRM, по своим параметрами существенно отличаются от первоначального проекта EBU. Детальный анализ этих отличительных особенностей читатель найдет соответственно в четвертой и пятой главах монографии.

3.10. Основные технические характеристики систем НЦРВ

В соответствии с логикой разд. 1.4, системы DSR и ADR (табл. 1.4) следует отнести к системам НЦРВ 11-го поколения— разработанные в конце 80-х rr. прошлого столетия [113], они обеспечивают коллективный и индивидуальный прием на направленную параболическую антенну (см. также разд. 1.4). Новейшие разработки систем НЦРВ в L-диапазоне (см. данные табл. 3.2) характеризуются определенными возможностями непосредственного приема спутникового сигнала на мобильный приемник. Для того чтобы у читателя сложилось ясное представление о системах НЦРВ, ниже приводятся основные сведения о наиболее известных из них. Дополнительную информацию о системах DSR и ADR можно найти в [45-47,76], а о новейших разработках — в [93] и на сайтах международных организаций ITU, ETSI, EBU и [124,125].

Для непосредственного спутникового радиовещания в Японии, США и странах Европы использованы, как правило, метод передачи ВРК-ИКМ-ФМ и модуляция ОФМ-4 (TDM/DQPSK). В качестве примера рассмотрим систему DSR/DBS (Direct Broadcasting Satellite), разработанную в Германии для обеспечения одновременной передачи 16 стереофонических или 32 монофонических высококачественных звуковых каналов (при любых комбинациях таких каналов) в зонах покрытия больших размеров. Впервые система была продемонстрирована в Берлине на международной выставке в 1989 r. регулярные передачи на базе системы начались в августе 1989 г. Система стандартизована (Рек. МСЭ-Р ВО.712-1 "Стандарты передачи высококачественного звука/данных для радиовещательной спутниковой службы в диапазоне 12 ГГц") и работает на частотах 11,7...12,5 ГГц.

Хотя система DSR предназначена для высококачественной передачи звука, она может также осуществлять передачу высоко- скоростных данных в одном или более стереофоническом или монофоническом каналах — в дополнение к уже имеющемуся вспомогательному каналу передачи низкоскоростных данных, сопровождающему каждый звуковой канал (22 бита на один стерео- канал или на два моно в каждом кадре).

Структурная схема системы DSR изображена на рис. 3.15. В передающей части системы (рис. 3.15а) цифровые стереосигналы,. сформированные в радиостудиях (1) и характеризующиеся студийным качеством (f, 48 кГц, m=16), поступают в канальные преобразователи (2), где подвергаются перекодированию и почти мгновенному компандированию (f, =32 кГц, m=16/14) [18,21,44,73] для согласования параметров кода с параметрами цифровой СЛ (3), связывающей каждую студию с ЗС спутниковой связи. Здесь, в аппаратуре временного группообразования и кодозащиты (4), индивидуальные цифровые потоки, соответствующие одной стереофонической программе, группируются в два ортогональных монопотока и подвергаются канальному кодированию. Эти потоки подаются затем на квадратурные входы модулятора ОФМ-4 (5). Передатчик (6) с помощью параболической антенны (8) излучает манипулированный по фазе сигнал на частоте 17 ГГц в направлении ИСЗ (9). В блоке (7) осуществляется контроль качества передачи.

В спутниковом ретрансляторе (9) сигнал усиливается, преобразуется и излучается на частоте около 12 ГГц в направлении зоны обслуживания. Прием осуществляется на параболические антенны 10 (с диаметром 0,4...0,9 м) установок индивидуального или коллективного приема. Общей частью таких приемных установок (рис. 3.15б) являются малошумящий усилитель (11) и аналоговый преобразователь частоты (12) 12 ГГц /1 ГГц. В варианте индивидуального приема в тюнере (13) сигнал с частотой ПЧ-1 равной 1 ГГц подвергается вторичному преобразованию 1 ГГц /118 МГц, после чего на частоте ПЧ-2 равной 118 МГц производится когерентная дифференциальная демодуляция сигнала ОФМ-4. В результате формируется исходный цифровой поток, в котором в процессе декодирования исправляется большая часть ошибок. Затем происходит демультиплексирование цифрового сигнала с выделением парциальных цифровых потоков, соответствующих 16 переданным стереофоническим программам. После цифро-аналогового преобразования и усиления звуковой сигнал поступает на акустическую систему аппаратуры воспроизведения (14), а сервисная и служебная информация — на индикаторные табло. Последняя позволяет потребителю ориентироваться в общем потоке из 16 программ, а также устанавливать оптимальный режим звукоусиления и записи.

Коллективный прием, не отличаясь функционально от индивидуального, использует оба блока преобразования частоты (12 и 15) одновременно для всех слушателей, а для выделения звуковой и сервисной информации из цифрового потока на частоте 118 МГц и распределения цифрового потока — свой тюнер (16). Цифровой поток для каждого пользователя коллективного приема поступает на индивидуальную аппаратуру воспроизведения (17). Коллективный прием примерно на 1/3 снижает стоимость аппаратуры.

Емкость дополнительной информации на каждый стереоканал составляет 16 кбит/с, что обеспечивает большой объем сервисной информации. Она позволяет отображать на дисплее номер выбранной программы (1 — 16), ее категорию (стерео, моно, квадро и др.) и вид (речь — музыка) — для выбора одного из семи режимов "речь — музыка" при воспроизведении. Кроме того, индицируются уровень начальной громкости и величина динамического диапазона, что позволяет оптимизировать режим воспроизведения и записи. Возможен также автоматический поиск и настройка на определенный вид программ. В стереоканале могут

передаваться две разные монопрограммы, например, на двух языках.

Рассмотрим защиту цифрового канала от ошибок, выполненную по схеме, типичной для систем цифрового звукового вещания 80- х гг. прошлого века. Здесь в качестве корректирующего использован модифицированный блоковый код БЧХ (63,44,8) с кодовой скоростью R=0,7, способный исправлять трехкратные (о„=3) ошибки и обнаруживать ошибки кратности q, = 4 с последующим их маскированием (интерполяцией). В информационной части (k=44) каждого кодового блока объединяются по I =11 старших разрядов четырех кодовых слов (отсчетов) ЗС. При этом старшие разряды кодовых слов (КС) левого (Л) и правого (П) каналов одной стереопрограммы (СП) перемежаются с соответствующими фрагментами КС других программ по схеме:

1-й монопоток. (Л(СП-1))+(П(СП-1))+(Л(СП 2))+(fl(Cfl-2)) = 44разряда;

2-й монопоток. (Л(СП-3))+(П(СП-3))+(Л(СП-4))+(П(СП-4)) = 44разряда.

Каждая такая 44-разрядная группа дополняется 19 проверочными битами блока БЧХ. Оставшиеся три младших разряда в каждом кодовом слове (12 бит на кодовый блок) передаются незащищенными.

Такая схема защиты от ошибок обеспечивает хорошее субъективное качество звука при значении коэффициента ошибок на бит (BER) не более чем 2х10 (это предельно допустимое значение с точки зрения заметности).

Для передачи радиопрограмм, идентификации их номера и вида, а также с целью синхронизации цифрового потока в процессе временного группсюбразования в каждом из монопотоков формируются главные кодовые блоки, передаваемые по линии за 1 / f, 31,25 мкс. В таком блоке объемом 320 бит содержится по одному КС восьми стереофонических программ (что составляет 300 бит), 16 бит синхронизации и 4 бита идентификации программ. Таким образом, суммарная скорость цифрового потока в линии передачи составляет 20,48 Мбит/с (по 10,24 Мбит/с на квадратурных входах манипулятора фазы), что при использовании ОФМ-4 обеспечивает передачу в полосе около 13 МГц.

Расчет помехоустойчивости, выполненный по методике, изложенной в пособии [79,ч.2], показывает, что в анализируемой системе определяющим является критерий щелчка (см. разд. 2.4): Т, ь 58 с, Р, = 3,5х10, а расчет ЭВК дает следующие оценки: q = 2,51 дБ — при когерентном приеме и q = 2,32 дБ — при автокорреляционном приеме.

Энергетический расчет линии "вниз", т.е. участка ИСЗ — Земля, показывает, что при использовании приемных станций с параболической антенной, имеющей диаметр около 90 см (добротность приемной установки в этом случае составляет 7,5...8,5 дБ/К), требуемые параметры качества вещания в центре зоны обслуживания (территория Германии) будут реализованы при мощности бортового ретранслятора ИСЗ около 20 Вт.

Система DSR без изменения ее структуры может также использоваться для передачи данных (ПД). Каждый монофонический канал обеспечивает скорость ПД 448 кбит/с (352 кбит/с помехозащищенных плюс 96 кбит/с — без защиты). Два соседних монофонических канала могут быть объединены для получения общей скорости передачи данных 896 кбит/с (704+192).

Система ADR существенно эффективнее вышерассмотренной DSR по использованию радиочастотного ресурса — если речь идет о передаче звуковых вещательных сигналов. Эта система является аналого-цифровой — здесь сигналы ТВ изображения транслируются в аналоговой форме, а несколько десятков (более 85) стереофонических программ — в цифровой форме на 12 поднесущих частотах в ТВ стволе. Другим принципиальным отличием этой системы является использование стандарта MPEG-1 Layer 2 для кодирования (компрессии) звуковых сигналов — на выходе кодера источника скорость цифрового потока составляет 128 кбит/с на канал. Полоса частот каждого радиоканала передачи сигналов ЗВ равна 130 кГц, а полоса эффективно передаваемых звуковых частот составляет 40...15000 Гц [45].

Система ADR весьма популярна в Европе, насчитывая около полумиллиона пользователей — несмотря на то, что цена тюнера формата ADR составляет около 130 евро.

Несколько слов о новейших тенденциях в технологии НЦРВ. Здесь можно говорить о двух направлениях развития, поддерживаемых компаниями США и Японии:

• вещание в диапазоне УВЧ (-1,5 ГГц), что делает возможным непосредственный прием на подвижном объекте — естественно, при соответствующей ориентации слабонаправленной приемной антенны, отсутствии затенения вещательного ИСЗ и местонахождении пользователя ближе к экватору, нежели к северному полярному кругу;

• вещание в S-диапазоне УВЧ (-2,5 ГГц), что делает проблематичным мобильный прием и предполагает использование значительного количества наземных ретрансляторов "подсветки" (дословно — gap fillers — заполнители пустоты).

Первое направление реализуется компанией World Space [47, 93].

Это коммерческая организация с международным капиталом, основанная в США в 1990 г. Ее бурное развитие началось в 1998 г., когда был запущен на ГО ИСЗ AfriStar (21' в.д.). В системе (по классификации МСЭ это цифровая D) используется последовательный метод передачи и модуляция ОФМ-4 (TDM/DQPSK) и обеспечивается высокое значение плотности потока мощности у поверхности Земли, что гарантирует хорошее качество приема на всей обслуживаемой территории. Для кодирования источника используется стандарт MPEG ISO/IES 11172-3 Layer 3, что обеспечивает базовое значение цифровой скорости передачи равное 16 кбит/с. Для услуг более высокого качества используются кратные значения скоростей: 32 кбит/с — для достижения качества ОВЧ ЧМ вещания, 64 кбит/с и 128 кбит/с — для реализации услуг CD-качества, соответственно в моно и стерео вариантах.

В настоящее время на ГО работают еще два спутника: AsiaStar (105' в.д.) и AmeriStar (95' ). На имеется по три ретранслятора, каждый из которых способен передавать по 50 звуковых программ разного качества, покрывая зону площадью 14 млн. км . Для примера на рис. 3.16 показаны зоны обслуживания ИСЗ AsiaStar.

Планы компании World Space весьма амбициозны — покрыть спутниковым ЦРВ пять континентов с аудиторией 4,6 млрд. слушателей. Заметим, что в последнее время в мире продается до 1 млн. приемников этой системы в год по цене около $60. В процессе развития системы акцент делается на предоставление услуг мультимедиа в виде передачи изображений и данных со скоростью 128 кбит/с. Для реализации услуги вещания высокого качества предусмотрено подключение внешней акустической системы.

Системе World Space по идеологии близка система MediaStar, которая также должна работать в L-диапазоне. Рассчитанная для Европы, она предполагает использование группировки из шести ИСЗ на высоких эллиптических орбитах (НЕО). Использование таких орбит позволит покрыть вещанием высокоширотные области севера Европы. При этом предполагается одновременное нахождение над обслуживаемой территорией трех ИСЗ, образующих "активную дугу". В соответствии с проектом каждый такой спутник с помощью антенн с фазированной решеткой в течение четырех часов должен обслуживать до пяти пучков — "точечных" зон (рис. 3. 17). Электронное управление диаграммами направленности антенн должно обеспечивать непрерывность обслуживания, т.е. незаметный на слух переход от одного спутника к другому.

Известно, что при размещении вещательного ИСЗ на ГО мобильный прием из-за затенений спутника становится практически невозможным при углах места менее 25' (заметим, что, например, для Москвы этот угол равен приблизительно 24'). Это весомый аргумент (в том числе и для России) в пользу ИСЗ на орбитах НЕО, так как по расчетам в этом случае даже за полярным кругом должны обеспечиваться углы места не менее 45'.

Привлекательность проекта MediaStar заключается также в том, что по сути он реализуется в рамках стандарта DAB (по классификации МСЭ это спутниковые вариант цифровой системы А — система Eureka 147 $-DAB — Рек. МСЭ-Р BO.1130-1 "Системы для цифрового звукового радиовещания на автомобильные, переносные и стационарные приемники для полос радиовещательной спутниковой службы (звуковой) в диапазоне частот 1400-2700 МГц"). Удобство такого решения состоит в полной совместимости форматов вещания в наземной системе Т-DAB и спутниковом сегменте (OFDM/DQPSK). Поэтому приемник будет способен принимать оба сигнала (естественно, в пределах допустимого временного рассогласования), работая по правилам одночастотной сети SFN (см. главу 6). Для улучшения условий приема спутникового сигнала предполагается использование специальных комбинированных автомобильных антенн. Потенциальная пропускная способность системы должна составить не менее 20 звуковых программ CD-качества (с цифровой скоростью 196 кбит/с).

Как отмечалось ранее, главная трудность в обеспечении спутникового радиовещания — случайное затенение препятствиями. Следствием этого может быть ослабление принимаемого сигнала на 10...20 дБ. Компенсировать такое ослабление сигнала увеличением излучаемой мощности было бы крайне непрактично. Большой угол места уменьшает остроту проблемы, но не решает ее полностью — даже в экваториальных зонах.

Возможный путь решения проблемы затенения — наземные ретрансляторы, дополняющие любую спутниковую систему с глобальной зоной обслуживания. При этом в случае системы World- Space, они должны работать на отличающихся от спутниковой системы частотах, а в системе MediaStar, использующей COFDM- модуляцию, можно ретранслировать сигнал на той же самой частоте.

Второе направление в развитии технологий НЦРВ с 2001 г. поддерживают американские компании Sirius Satellite Radio и ХМ Satellite Radio и японская ассоциация радиопромышленности и бизнеса ARIB, предложившая систему НРВ Digital System Е.

Если Sirius SR использует три ИСЗ на эллиптической орбите с высоким перигеем (20 тыс. км) и периодом обращения 24 часа, то ХМ SR — два ИСЗ на ГО. Каждая из этих компаний транслирует по 100 звуковых программ; пользователям это удовольствие обходится от $100 до $1000 — за спутниковый радиоприемник и приблизительно от $10 до 13 ежемесячно — в качестве абонентской платы.

Система Digital System Е предназначена для спутникового вещания и дополнительной ретрансляции высококачественных радиопрограмм и мультимедийных данных на подвижные, портативные и стационарные приемники в диапазоне УВЧ 2630...2655 МГц. Используется кодовое разделение каналов, базирующееся на модуляции ФМ-4 (CDM/ QPSK) с каскадным кодированием (внешний — код РС, внутренний — СК).

Система состоит из наземной станции, вещательного ИСЗ, на земных маломощных ретрансляторов двух типов, стационарных и автомобильных приемников. С наземной станции сигнал передается на спутник в диапазоне 14 ГГц. На спутнике он конвертируется в диапазон 2,6 ГГц, усиливается и передается на Землю через крупногабаритную передающую антенну. В приемниках используется малогабаритная антенна низкой направленности.

Главная проблема системы Digital System Е связана с затенением прямолинейного спутникового излучения. Борьба с ним ведется с помощью дополнительных ретрансляторов, покрывающих затеняемые зоны. Есть два вида ретрансляторов: без частотного преобразования и с частотным преобразованием. Первые только усиливают сигнал со спутника в диапазоне 2,6 ГГц. Чтобы не проявлялась интерференция сигналов ретранслятора и со спутника, коэффициент усиления ограничивается. В результате такой ретранслятор охватывает зону до 500 м. Ретранслятор с преобразованием частоты увеличивает зону охвата до 3 км. В нем сигнал с диапазона 2,6 ГГц переносится в диапазон 11 ГГц или 12 ГГц.

Применение дополнительных ретрансляторов может привести к эффекту многолучевого замирания в местах, где одновременно принимается более двух сигналов, но технология СОМА значительно повышает стабильность приема и в таких условиях.

Ясно, что система Digital System Е скорее принадлежит к разряду комбинированных (наземно-спутниковых — НСС — cM. разд. 3.2), нежели к НЦРВ. Система выходит на стадию практического применения. Разработана специализированная микросхема, позволяющая производить малогабаритные приемники. По этой системе Международный союз электросвязи принял специальную рекомендацию МСЭ-Р В0.1130-3.

4. СИСТЕМА EUREKA 147/DAB

По определению [114]: "Система DAB — новая система звукового радиовещания, обеспечивающая замену существующих сетей с амплитудной и частотной модуляцией. Это устойчивая система передачи звука и данных, обладающая высокой эффективностью использования спектра и мощности. Она разработана для наземной, спутниковой, а также гибридной и смешанной передачи... Предназначена для предоставления пользователям высококачественных цифровых звуковых программ и данных, которые будут передаваться наземными и спутниковыми передатчиками в диапазонах ОВЧ и УВЧ...и приниматься автомобильными, переносными и стационарными приемниками цифровых сигналов...с использованием простой почти всенаправленной приемной антенны. В 1995 г. Европейский DAB-форум поставил задачу всемирного введения DAB-вещания в различных конкретных вариантах."

В 2002 г. постоянно действующие сервисы ЦРВ на базе системы Eureka-147/DAB в ее наземном варианте Т-DAB предлагались в пятнадцати европейских странах плюс Австралия, Индия, Канада, Китай, Сингапур и Тайвань. Еще в ряде стран несколько лет работают пилотные проекты. Наиболее успешно цифровое радиовещание в формате Т-DAB развивается в Англии и Германии. Так, к концу 2000 г. около 60% населения Германии принимали цифровые радиопрограммы, а к 2004 году в стране предполагается 100%-ный охват всех федеральных автодорог. Однако общепризнанным лидером в области внедрения ЦРВ считается Англия, что объясняется чуткой системой государственного регулирования, склонностью индустрии к инновациям, ролью корпорации ВВС, продвигающей с 1994 г. технологию DAB в жизнь. В результате еще в 2001 г. жители Лондона принимали не менее 36 цифровых радиостанций А начиналось внедрение системы именно здесь в 1995 г. — ровно через 10 лет после того, как было принято решение консорциума Eureka 147 о ее разработке...

За прошедшее время цена DAB-приемников неуклонно снижалась с более чем $1500 до $150...500. Дело идет к тому, что технология DAB станет серьезной угрозой для развития систем подвижной связи 3G, когда плата (чип) радиоприемника будет интегрирована в GSM-телефон, что ознаменует рождение интерактивного радиовещания — "вещания по запросу" с богатейшими мультимедийными возможностями [125].

Системное построение и технические характеристики системы Eureka-147/DAB в ее наземном варианте Т-DAB регламентированы в принятом в 1995 и дополненном в 1997 г. европейском телекоммуникационном стандарте ЕТ$300 401 [114]. В документах МСЭ система Т-DAB в посвященной ей рекомендации BS.1114-1 [57] классифицируется как цифровая система А.

Ниже читателя ждет рассказ об этой системе. Автор поставил своей целью не просто пересказать упомянутый стандарт, а представить читателю "отфильтрованную" информацию о системе, ее особенностях и возможностях, опуская детали, связанные, напри- мер, с конкретной реализацией отдельных функций. Для понимания предлагаемого материала целесообразно предварительно ознакомиться с содержанием двух предыдущих глав.

4.1. Организация цифровых потоков

Услуга цифрового радиовещания в формате Т-DAB гарантирует пользователю возможность приема определенного количества звуковых программ различного качества и типа, а также определенного объема данных. Для реализации услуги в передающей части системы формируется комплексный сигнал (передачи) ЦРВ, объединяющий всю необходимую информацию. С этой целью в системе организованы три канала:

• канал передачи пользовательской информации (М$С), который используется для передачи набора звуковых программ, а также данных (при их наличии);

• канал быстрой информации (FIC), обеспечивающий быстрый доступ к информации в радиоприемнике. Канал содержит сведения о конфигурации мультиплексирования, дополнительную информацию о каналах пользователей и компонентах каналов данных;

• канал синхронизации, который формируется внутри передающей части системы и используется для обеспечения функций демодуляции и декодирования в приемнике.

В табл. 4.1 указаны входные сигналы, поступающие от различных источников. Из этих сигналов формируются компонентные цифровые потоки, а затем — кадр (фрейм) передачи. Рассмотрим далее способы организации передачи данных по каналам MSC и FIC, состав этих каналов, а также назначение каждого из входных сигналов системы.

Вся информация в рамках основной услуги ЦРВ объединяется главным каналом пользовательской информации М$С. В канале совместно с аудиоданными передаются данные, связанные с программой (PAD). Это разнообразная сервисная информация, которая передается вместе со звуком, но не слышна, например,  выводимый на ЖКД приемника и относящийся к звучащей программе, или данные, предназначенные для управления динамическим диапазоном и осуществления индикации типа "музыка/ речь" и т.п. Помимо данных PAD, в канале М$С могут передаваться дополнительные данные (канал AIC), а также данные условного доступа (СА), обеспечивающие проверку права пользователя на доступ и управление этим правом.

Функция управления правом на доступ заключается в распределении этих прав по конкретным радиоприемникам. Существует несколько видов получения права на доступ, соответствующих различным способам "подписки" на канал: предварительно внесенная плата за программу или плата за выбранную в данный момент программу, плата за канал или время. Реализация этой функции предполагает использование секретных ключей и криптографических алгоритмов.

Объединение компонентных потоков канала MSC происходит в главном мультиплексоре передачи пользовательской информации (рис. 4.1). Здесь поступившие данные организуются в последовательность общих с перемещением (CIFs). Такой фрейм насчитывает 55296 бит, состоит из 864 единиц емкости (CU), составляющих наименьшую адресуемую часть CIFs, и передается каждые 24 мс. Следовательно, скорость цифрового потока в канале М$С составляет 2304 кбит/с. До мультиплексирования информация в канале MSC обрабатывается в субканалах, представляющих собой единицу передача и состоящих из целого числа CU.

Обозначения на схеме: цифрами (1 — 5) обозначены входные сигналы, ] указанные в табл.1; А1- ассемблер FIDS; А2 — ассемблер блока быстрой информации; A3 — ассемблер передачи информации в канале пользователя; А4 — ассемблер пакетного режима передачи информации в канапе пользователя; Скр — скремблер; КСК — кодер сверточного кода; КК — кодер канала (объединяет здесь функции скремблирования, помехоустойчивого кодирования и перемежения по времени); КИ — кодер источника MUSI 0AM.

В канале MSC используются два режима передачи: потоковый, который обеспечивает прямую передачу от источника до места назначения с фиксированной скоростью (кратной 8 кбит/с) цифрового потока в конкретном субканале, и пакетный, предназначенный для передачи нескольких компонент данных различных каналов пользователей в одном и том же субканале. В потоковом режиме информация должна передаваться по требованию, причем данные должны быть разделены на логические фреймы.

В пакетном режиме допустимые скорости цифровых потоков также должны быть кратны 8 кбит/с — однако с условием соответствия имеющейся емкости субканала для передачи данных. Пакеты идентифицируются адресом и имеют фиксированную длину. Используются 4 стандартных длины пакета — от 24 до 96 байт, у которых длина поля данных изменяется соответственно от 19 до 91 байта. Данные о связи между компонентами каналов пользователей и адресами пакетов передаются в MCI (см, ниже).

Вся информация, необходимая для правильной организации фрейма передачи, составляющего основную часть комплексного сигнала ЦРВ, поступает через канал FIC в виде блоков быстрой информации FIBs — пакетов данных, состоящих из 256 бит. Приоритетной информацией в канале FIC является информация о конфигурации мультиплексирования (MCI), т.е. сведения об организации субканалов и канальных компонент. Это повторяющаяся информация о сигналах ЦРВ, компонентах каналов, субканалах и связи между ними. Для обеспечения быстрого доступа  MCI данные FIBs не подвергаются временному перемежению, в результате чего MCI не претерпевают задержки и приемник быстро реагирует на изменение конфигурации мультиплексирования.

Если изменение конфигурации только предстоит, то данные MCI о будущей конфигурации посылаются заблаговременно (до 6 с) для обеспечения непрерывности функционирования каналов.

Помимо MCI в канале FIC передается сервисная информация о каналах пользователей (Sl), а также информация быстрого доступа (FIDS) — специально выделенная часть канала, используемая для передачи не связанных со звуком каналов данных: пейджинг, дорожная информация (TMC) и сигналы экстренного оповещения (EN/S). Среди сервисной информации о каналах пользователей можно отметить: наименование канала и язык вещания, дата и время, номер и тип программы (новости, музыка, спорт), комментарии к радиопрограмме; идентификаторы передатчика, зоны вещания, региона и страны; информацию о частотах, о других сигналах ЦРВ и т.п.

Анализируя структурную схему формирования каналов передачи (рис. 4.1) как основной элемент структурной схемы передающей части (возбудителя) системы Т-DAB, необходимо ориентироваться на описание типовой функциональной схемы системы ЦРВ, приведенной в разд. 3.3. Поэтому обратим внимание лишь на отличительные особенности, присущие конкретно данной системе. Прежде всего, это использование обособленного канала FIC и отсутствие в нем временного перемежения. Кроме того, обратим внимание на наличие двух режимов передачи в канале М$С и на то обстоятельство, что в этом канале общий цифровой поток разделяется на множество субканалов, в которых производится индивидуальное сверточное кодирование с равной (ЕЕР) и неравной (UEP) защитой символов от ошибок. Из этой констатации станет понятной логика организации субканалов- одно из самых "тонких" мест системы, поскольку организация субканалов определяет положение и размеры этих каналов во фрейме CIFs и используемую защиту от ошибок.

Каждый субканал явно описывается его стартовым адресом (в диапазоне 0 — 863 CU) и (явно или неявно) размерами субканала и используемым механизмом защиты от ошибок. Используются две формы указания используемых размеров субканалов и способов защиты от ошибок. Первая, наиболее короткая форма, используется для звуковых канальных компонент с неравной защитой от ошибок и неявной информацией о размерах субканалов. Вторая форма требует явного указания размера субканала и способа защиты от ошибок, причем используются два варианта выбора — оба для равной защиты от ошибок.

Конкретные сведения о процедурах кодирования источника и обработке сигналов в обоих каналах, а также анализ второй части структурной схемы возбудителя передатчика системы Т-DAB, обеспечивающей формирование сигнала передачи, будут рассмотрены ниже в соответствующих разделах.

4.2. Режимы передачи

Для того чтобы использовать радиовещательную систему Т-DAB в различных конфигурациях передающей сети и в широком диапазоне рабочих частот, предусмотрены четыре альтернативных режима передачи. Они позволяют организовать вещание в диапазоне частот от приблизительно 30 МГц до 3 ГГц. Эти режимы были разработаны для компенсации эффекта Доплера и возможных задержек сигнала в условиях мобильного приема при наличии многолучевости и эхо-сигналов от альтернативных радиопередатчиков в одночастотной сети (SFN). В настоящее время приняты решения ЧЕРТ об использовании для этой системы преимущественно полос частот диапазона ОВЧ (Band III) — 174...230, 230...240 МГц и нижней части диапазона УВЧ (L-Band) — 1452...1492 МГц [7]. Полоса в диапазоне УВЧ выделена в 1992 г. Всемирной радиоконференцией (BAKP) исключительно для цифрового радиовещания как наземного (Т-DAB), так и спутникового ($-DAB).

В табл. 4.2 приведены основные параметры системы в зависимости от режима передачи. Как видно из приведенных в таблице данных, использование более высоких частот налагает большие ограничения на длительности защитных интервалов и, следовательно, на максимальную задержку эхо-сигнала, которая определяет допустимый разнос радиопередатчиков одночастотной сети вещания.

обеспечить наибольшее разнесение передатчиков и, следовательно, обойтись меньшим их количеством при заданной площади обслуживания. Режим 11 наиболее приемлем для сетей местного радиовещания с использованием одного наземного передатчика, а также для построения гибридных НСС ЦРВ на частотах до 1,5 ГГц. Режим Ш более пригоден для организации спутникового и дополняющего его наземного вещания на частотах до 3 ГГц, а также для использования в современных широкополосных сетях кабельного телевидения в диапазоне частот 47...862 МГц. Режим IV оптимизирует параметры DAB-сигнала для использования в сетях SFN, организуемых в L-полосе. Он обеспечивает большее разнесение передатчиков в одночастотной сети, чем режим П.

4.3. Кодирование звуковых сигналов: кодек источника MUSICAM

В системе Т-DAB для кодирования звуковых сигналов используется стандарт компактного представления MPEG-1 Audio, Layer 2 (система MUSICAM) [43,55,111,116] с форматированием, пригодным для ЦРВ. Кодер обрабатывает входной ИКМ звуковой вещательный сигнал с частотой дискретизации 48 кГц или 24 кГц и осуществляет сжатие (редукцию) цифрового потока аудиоданных до скоростей К„от 8 до 384 кбит/с. При сжатии цифрового потока с 768 кбит/с до приблизительно 100 кбит/с на монопрограмму сохраняется субъективное качество студийного цифрового сигнала для любого критического (согласно [108]) звукового материала. Звуковые режимы, принятые в системе, скорости цифрового потока аудиоданных и длительности звуковых фреймов для двух допустимых значений частоты f, приведены в табл. 4.3.

Метод MUSICAM основан на субполосном кодировании с динамическим квантованием в частотных полосках слуха (см. разд. 2.2). На основе использования психоакустической модели человеческого слуха из сигнала удаляются все компоненты, которые не могут быть восприняты человеческим ухом. В результате достигаются высокие коэффициенты сжатия — от 4 до 12 (по утверждению разработчиков, при сжатии до 8 раз сохраняется качество источника цифрового звука). Система характеризуется также низкой сложностью декодера, малой задержкой транскодирования, устойчивостью к ошибкам передачи, кодированием в реальном масштабе времени, а также независимостью декодера от цифровой скорости и режима работы.

Другие базовые механизмы, применяемые при цифровом сжатии звукового вещательного сигнала:

• метод блокового компандирования — переквантование и динамическая регулировка усиления. Используется для уменьшения длины кодового слова, что обеспечивает экономию битов при цифровом представлении отсчетов звукового сигнала (3C). Регулировка усиления обеспечивает увеличение уровня слабых сигналов над минимальным уровнем шума, насколько это возможно (увеличение усиления должно компенсироваться в декодере);

• кодирование с предсказанием. Используется принцип ДИКО — в линию передается только разность между предсказанным и фактическим значениями (см. разд. 2.3). Приемник- декодер содержит идентичный предсказатель, к выходному сигналу которого добавляется переданная разность, чтобы восстановить исходное значение;

• полосное кодирование, когда спектр ЗС разбивается на множество различных частотных полос, чтобы воспользоваться тем фактом, что уровни сигналов, содержащихся в большинстве таких полос, будут меньше уровня наибольшего сигнала;

• спектральное кодирование, при котором периодически производится спектральное преобразование ЗС. Поскольку спектр 3C изменяется относительно медленно, его коэффициенты можно передавать существенно реже, чем звуковые отсчеты. Как правило, применяется быстрое преобразование Фурье (БПФ), причем используется сочетание полосного и спектрального кодирования.

На рис. 4.2 представлена структурная схема монофонического кодера MUSICAM. Его основой является субполосный анализ, дополненный спектральным анализом для оценки относительного порога слышимости, т.е, моделью восприятия человеческого слуха. В соответствии со стандартом [110] кодер состоит из следующих основных функциональных модулей:

- набор многофазных фильтров (гребенка 32-полосных фильтров). Назначение — преобразование входного ИКМ- потока звукового сигнала из временного представления в спектральные компоненты выборок (отсчетов). В результате исходная полоса 3C разбивается на 32 равных частотных под диапазона, т.е. на 32 субполосных сигнала (частотных полосы) шириной fa/64;

блок БПФ и психоакустического моделирования— оценки порога слышимости (работа этого блока происходит параллельно процессу фильтрации). Назначение — компенсация недостаточной точности спектрального анализа, осуществляемого набором фильтров, и определение фактических порогов маскирования, зависящих от времени. Этот блок состоит из вычислителя БПФ по 1024 точкам и психоакустической модели (ПАМ). ПАМ обеспечивает вычисление минимального порога маскирования, необходимого для определения уровня шума, при котором он становится заметным в каждой из полос набора фильтров.

Результат БПФ используется для определения соответствующих синусоидальных и шумовых масок реального 3C. Для каждой полосы определяется минимальное значение кривой маскирования. В результате анализа спектральных составляющих результирующая кривая маскирования образуется суммированием парциальных кривых маскирования компонентов. Разность между максимальным уровнем сигнала и минимальным порогом маскирования используется для распределения бит или шума при определении фактического уровня квантования в каждой из полос, т.е. происходит динамическое распределение бит. Таким образом, в этом модуле реализуется спектральное и, в некоторой степени, временное маскирование.

Параллельный анализ гребенкой фильтров и применение БПФ обеспечивают незначительное время прохождения сигнала (менее 25 мс в кодере).

После фильтрации следующие по времени друг за другом значения отсчетов каждой отдельной полосы собираются в один блок, после чего в нем определяется максимальное значение отсчета, которое определяет коэффициент масштаба (К ). Параллельно этому в психоакустической модели кодера вычисляется относительный порог слышимости для спектральных компонентов выборки 3C. Далее, с учетом этого полученного значения, рассчитываются величина SNR (отношение сигнал/маска) и требуемый шаг квантования.

На рис. 4.3 [43,76] в качестве примера показан амплитудный спектр (SPL, вертикальные линии с точками) в сравнении с относительным порогом слышимости (кривая L> сложной формы) и допустимыми максимальными по величине шумами квантования в полосах (заштрихованный диапазон) кодирования 3C по методу MUSICAM. Полезным сигналом является певческое исполнение сочетания звуков "ео" с основным тоном, равным 200 Гц, и целым рядом сопутствующих ему обертонов. Штриховая линия представляет собой абсолютный порог слышимости тона в тишине (кривая 1). Не все части этого сложного сигнала, если они существуют одновременно, могут быть восприняты слухом, несмотря на то, что каждая спектральная составляющая лежит выше абсолютного порога слышимости, полученного для тонального сигнала. Те части сигнала и шумы, которые находятся ниже относительного порога слышимости L>, неслышны. Этот порог получается из учета уровней спектральных частей (основного тона и обертонов) сигнала, попадающих в каждую отдельную полосу частот. Для другого звука кривая порога, очевидно, будет выглядеть иначе.

Все спектральные компоненты сигнала, оказавшиеся в одной полосе, обрабатываются в кодере MUSICAM совместно с одинаковым шагом квантования. В разных полосах величина шага квантования имеет свое значение и, следовательно, свой уровень шумов квантования (заштрихованная область на рис. 4.3). Уровень мешающего сигнала лежит всегда ниже относительного порога слышимости, т.е. кривой L> . Те спектральные компоненты, которые лежат по уровню ниже этой кривой, передавать не требуется;

блок квантования и кодирования (компрессия аудио- данных). Назначение — квантование и кодирование выборок в каждой из полос таким образом, чтобы уровень шума, возникающего в результате квантования, был ниже порога маскирования. Используется метод блокового компандирования (см. выше) с 6-битовым масштабным коэффициентом (ScF) и длиной блока, составляющей 12 выборок на полосу. При этом реализуется динамический диапазон ЗС порядка 120 дБ. Таким образом, вычисление масштабных коэффициентов для каждой из полос выполняется для блока из 12 выборок на полосу. По этим 12 выборкам определяется максимальное абсолютное значение сигнала, которое квантуется с помощью 6-битового слова. Следовательно, цикл соответствует 36 выборкам на полосу (по три масштабных коэффициента от каждой полосы). В действительности, это необходимо делать только при передаче резких перепадов ударных звуков. В остальных случаях можно передавать по два и даже одно значение коэффициента на полосу — в зависимости от скорости нарастания или спада ЗС.

При этом используется эффект временного маскирования слухового восприятия;

блок компоновки выходного цифрового потока (блок формирования звукового фрейма). Назначение — преобразование потока двоичной информации кодера в последовательность звуковых фреймов, каждый из которых — это декодируемая состоятельно часть звукового цифрового потока, соответствующая 1152 ИКМ- выборкам ЗС; блок комбинированного (объединенного) ствреокодирования (на рис. 4.2 не показан). Назначение — реализовать объединенный стереорежим. В этом звуковом режиме два канала, образующие стереопару (правый и левый), кодируются в рамках одного цифрового потока. В результате обеспечивается уменьшение скорости цифрового потока за счет избыточности стерео- фонического сигнала, связанной с существованием корреляции между сигналами левого и правого каналов. Данный метод используется при кодировании стереосигнала DAB по интенсивности. Такое кодирование базируется на сохранении на высоких частотах только огибающей сигнала, характеризующего энергию правого и левого канала. На низких частотах сохраняется тонкая структура обоих каналов стереосигнала.

Таким образом, на выходе мультиплексора кодера MUSICAM (рис. 4.2) формируется звуковой фрейм длительностью 24 или 48 мс, соответствующий 1152 отсчетам ЗС и содержащий специфическую информацию о звуке в системе Т-DAB. Фрейм состоит из целого числа однобайтовых сегментов. Каждый фрейм начинается с синхрослова-заголовка (32 бита), т.е. с временного интервала, в котором содержится информация для канала синхронизации.

Кодовое слово CRC (16 бит), следующее за заголовком, защищает от ошибок часть информации фрейма. За кодом CRC следуют данные по распределению битов, информация о выборе масштабных коэффициентов (ScFSI) и сами коэффициенты, а затем субполосные выборки, которые используются декодером для реконструирования ИКМ звукового сигнала в приемнике. Таким образом, в мультиплексоре кодера дополнительная информация, необходимая для правильного функционирования декодера ЗС в приемнике, объединяется с информацией о звуковых отсчетах в один сигнал. В конце каждого звукового фрейма находится поле дополнительных данных, которое имеет переменную длину и может быть использовано для различных целей.

Согласно формату Т-DAB [114], в конце звукового фрейма DAB передаются фоксированные данные размером в два байта, связанные с программой (F-PAD). Эти данные передаются со скоростью 0,667 кбит/с независимо от звукового режима. При частоте дискретизации 24 кГц, когда фрейм длительностью 48 мс делится на два субфрейма равной длины, скорость передачи данных F-PAD уменьшается вдвое, поскольку данные содержатся только в нечетных фреймах. В конце звукового фрейма, помимо данных F-PAD, стандартом предусматривается передача данных Х-PAD объемом 4 байта. Это расширенные данные, связанные с программой.

Данные F-PAD и Х-PAD совместно обеспечивают реализацию следующих функций:

управление динамическим диапазоном приемника- с целью обеспечения соответствия динамического диапазона сигнала условиям прослушивания в зашумленной обстановке;

передача сигнала индикации "музыка-речь" — для управления процессором ЗС в приемнике;

организация канала команд — для передачи на декодер (синхронно с музыкальным сигналом) специальных команд; передача текста, связанного с передаваемой программой — для организации пояснений к конкретной звуковой программе; передача внутренней служебной информации — для применения только в пределах конкретной радиовещательной сети.

Декодер сигналов MUSICAM (рис. 4.4) проверяет входящие данные на наличие ошибок, а также разделяет данные управления процессом декодирования и сжатые информационные аудио- данные. Прежде всего, разделенные на отдельные полосы сигналы экспандируются с помощью информации управления, в результате происходит их обратное преобразование в исходную форму. В инверсном блоке фильтров различные спектральные части 3C вновь объединяются в первоначальный сигнал. Результатом этого является цифровой поток аудиоданных на выходе декодера, который уже подготовлен для цифро-аналогового преобразования.

4.4. Качество звука и количество звуковых программ

Поток цифровых данных системы MUSICAM имеет низкую чувствительность к случайным ошибкам. При передаче по зашумленным каналам защиты требуют приблизительно 10% данных (при скорости 128 кбит/с на канал), поэтому помехозащитен должны подвергаться лишь те компоненты звукового фрейма, которые наиболее чувствительны к ошибкам.

В стандарте [114), на основе анализа чувствительности отдельных разрядов звукового фрейма к случайным ошибкам, реализуется стратегия маскировки ошибок, использующая циклический код CRC. При обнаружении ошибок осуществляется замена (путем повторения предыдущего значения) или исключение пораженной информации. В простейшем случае фрейм с ошибкой заменяется предыдущим. В развитие методов маскировки, принятых в стандарте [113], DAB-технология предусматривает маскировку масштабных коэффициентов алгоритма кодирования звука — при обнаружении ошибок в трех старших разрядах.

В табл. 4.4 чувствительность отдельных разрядов звукового фрейма к ошибкам указана в виде значений от 0 до 5, которые характеризуют степень ухудшения качества звука в результате появления одной изолированной ошибки, а именно: 5 — катастрофическое; 4 — очень раздражающее; 3 — раздражающее; 2 — слегка раздражающее; 1 — заметное; 0 — неощутимое. Эти значения являются результатом субъективных оценок, полученных в предположении, что система обнаружения ошибок не применяется.

Средняя субъективная оценка качества, полученная системой MUSICAM при скорости 128 кбит/с на канал, составляет 4,5 балла (по 5-балльной шкале оценок CCIR), в то время как оригиналы фрагментов получили при ССИ среднюю оценку в 4,7 балла.

В пределах пропускной способности уплотненного сигнала формируется ансамбль — блок из N звуковых программ, в котором общее число программ определяется их видом (стерео, моно) и выбранным уровнем качества, а также объемом данных общего характера. Радиовещательные компании могут осуществлять выбор различной скорости передачи в зависимости от требуемого качества и/или количества передаваемых программ. В табл. 4.5 показан предоставляемый системой DAB диапазон выбора качества звука и соответствующей ему скорости цифрового потока (bit rate) В на моноканал.

В табл. 4.6 [17] представлены возможные варианты динамической реконфигурации мультиплексирования каналов в одном ансамбле, т.е. возможные комбинации из N звуковых программ (стерео и моно) с различным качеством звука со скоростью цифрового потока на одну программу R, и некоторого объема (RД) данных общего характера.

Количество радиопрограмм в ансамбле может оперативно меняться в зависимости от необходимости передать, например, дополнительную текстовую, графическую или видеоинформацию. При этом суммарная скорость передачи цифровых данных (без учета увеличения скорости за счет избыточного кодирования канала) составляет 1168 кбит/с.

4.5. Кодирование канала и смежные процедуры

В обозначениях к рис. 4.2 к кодированию канала отнесены три процедуры: скремблирование, собственно помехоустойчивое кодирование канала и временное перемежение. Первая и третья процедуры достаточно подробно рассмотрены в разд. 2.4, поэтому здесь укажем лишь на специфику скремблирования и перемежения в формате Т-DAB. Специфика скремблирования состоит в том, что в качестве полинома Р(Х), задающего ПСП, используется полином Р(Х) = Х' + Х' + 1. ПСП генерируется регистром сдвига с обратной связью, показанным на рис. 4.5.

При инициализации во все регистры генератора ПСП записываются единицы. В результате генерируется ПСП (PRBS), первые 16 бит которой: 0000011110111110.

Относительно реализации временного перемежения в формате DAB отметим, что оно применяется после помехоустойчивого кодирования только в канале MSC и характеризуется глубиной 16 логических фреймов (384 мс).

Процесс избыточного кодирования канала (как MSC, так и FIG) основан не применении сверточного кода (СК) с ДКО равной 7 (см. разд. 2.4). Структурная схема кодера представлена на рис. 4.6.

Кодер формирует кодовое слово из U = 4Z + 24 бит в течение логического фрейма. Это кодовое слово соответствует порождающим полиномам 133, 171, 145 и 133 в восьмеричной форме записи. Особенностью канального кодирования в формате Т-DAB является использование выкапывания, которое позволяет, учитывая конкретные характеристики чувствительности элементов цифрового потока к ошибкам, в точности реализовать стратегию защиты от ошибок в канале. Достигается это избирательным применением режимов с равной (EEP) и неравной (UEP) защитой символов к последовательно передаваемым субблокам длиной по 32 бита. Для получения таких субблоков первые 4Z бит последовательного кодового слова U делятся на последовательно передаваемые блоки из 128 бит, из которых, в свою очередь, образуются четыре последовательных субблока.

Все субблоки, принадлежащие одному и тому же блоку, должны выкатываться в соответствии с одним и тем же правилом, определяемым значением индекса выкалывания PZ. Каждый индекс выкапывания соответствует вектору выкапывания Vpz, задаваемому 32 элементами — двоичными значениями в табличной форме для скоростей кода В = 8 / (8 + PZ). Субблоки обрабатываются в соответствии с элементами вектора Ч, а именно: при появлении нулевого элемента соответствующий ему бит в данном субблоке удаляется, а при появлении "1" — соответствующий бит остается и передается по каналу.

Рассмотрим ряд примеров табличного задания параметров выкалывания для нескольких значений скорости кода R:

• PZ = 1' R = 8/9; Vpz = (1100 1000 1000 1000 1000 1000 1000 1000)

• PZ = 8; R = 8/16; Чр = (1100 1100 1100 1100 1100 1100 1100 1100)

• PZ = 1 5; R = 8/23; Vpz = (1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 1 0 1 1 00)

• PZ = 16; R = 8/24; Чр = (1110 1110 1110 1110 1110 1110 1110 1110)

• PZ = 24; Я = 8/32; Vpz = (1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111 1111).

В результате выкапывания формируется перфорированный код со скоростью К = гп/п, где т = 8, а п = 9 — 32. Другими словами: благодаря выкапыванию удается, в рамках конкретного субблока, изменять скорость СК в широких пределах — от R = 8/9 до R = 1/4. При этом входной байт информационных символов (m=8) остается неизменным, а выкапыванием варьируется количество избыточных (поверочных) символов. Тем самым меняется уровень защиты информационных бит в конкретном субблоке — от самого низкого, когда добавляется только один поверочный бит (код (n-1)/п), до максимального, которому соответствуют три поверочных бита на каждый информационный.

Последние 24 бита порождающего кодового слова U выкалываются с использованием вектора, определяемого выражением:

V, = =1100 1100 1100 1100 1100 1100.

В результате формируются 12  называемых "хвостовых" бит. Четыре субблока, принадлежащие одному 128 битовому блоку и обработанные с помощью процедуры выкалывания, группируются затем в блок длиной 4(8 + PZ) бит. Эти вновь образованные блоки объединяются в единый блок, причем к последнему, входящему в его состав блоку, добавляются "хвостовые" биты. Получившаяся конструкция называется выколотым кодовым словом. Для обеспечения длины этого слова, кратной 64 битам, к его концу добавляются заполняющие биты — нули. В результате образуется сверточное кодовое слово.

Рассмотрим далее специфику сверточного кодирования в каналах MSC и FIC. В канале FIC для режимов передачи 1, II и IV 4Z = 3072 бита порождающего кодового слова U разделяются на 24 последовательных блока по 128 бит. Затем блоки с 1-ro по 21- й выкалываются с использованием индекса PZ=16, а оставшиеся 3 блока — с использованием индекса PZ=15. Это соответствует скорости кода около 1/3. И, наконец, из последних 24 бит формируют 12 "хвостовых", используя вектор V, (см. выше). В результате будет получено плодовое слово длиной 2304 бита.

Выполнение тех же процедур для П1-ro режима передачи, когда 4Z=4096 бит, приведет к формированию на выходе канала FIC кодового слова СК длиной 3072 бита.

При кодировании в канале MSC реализуются профили UEP неравной защиты от ошибок, которые разработаны специально для звуковых сигналов. Защитный профиль связывает различные блоки порождающего кодового слова U с набором индексов выкалывания PZ. Для каждого из допустимых значений  цифрового потока звукового сигнала или данных определен ряд допустимых профилей. Каждый защитный профиль связан с определенным уровнем защиты, причем 1-й уровень защиты соответствует максимальной защите передаваемой информации в пределах каждого набора профилей.

Каждый логический фрейм, соответствующий обработке какой-либо звуковой составляющей канала, состоит из Z-битового вектора, являющегося функцией скорости цифрового потока RД. Первые 4Z бита слова U разделяются на L последовательных блоков по 128 бит, как это было описано выше. Значение L для враждой возможной скорости К должно соответствовать значениям из табл. 4.7.

Указанные в таблице L блоков для каждого значения скорости В делятся на 4 группы L< — L4. В каждой из этих групп блоков выкалывание осуществляется с соответствующим индексом PZ,— PZ4, а для выкапывания последних 24 бит порождающего кодового слова U используется вектор V, (см. выше).

Каждая четверка параметров 4 — L4, связанная с четверкой индексов выкапывания Р2, — PZ4, определяет один из 5 защитных уровней Р = 1 — 5. Допустимые защитные профили определяются как функция В„и защитного уровня Р, причем одновременно задается число заполняющих бит — нулей, добавляемых в конце выколотого кодового слова для обеспечения его длины, кратной 64 битам.

Профили защиты звуковой составляющей канала MSC заданы таблично для всех возможных значений скорости RД. Ниже, в качестве примера, в табл. 4.8 представлен фрагмент таблицы профилей защиты для двух значений RД = 64 и 128 кбит/с.

Количественная связь между корректирующей способностью сверточного кода, выраженной в приближенных результирующих значениях средних скоростей кода, и защитным уровнем Р представлена в табл. 4.9. Она, в принципе, слабо зависит от скорости передачи звукового цифрового потока RД, полностью совпадая для скоростей 64 и 128 кбит/с.

Все, что сказано выше о реализации профилей с неравной защитой от ошибок, справедливо и для случая применения профилей равной защиты от ошибок (ЕЕР), которые могут применяться как для звуковых сигналов, так и для данных. Отличие профилей ЕЕР заключается лишь в уменьшении до двух количества

возможных значений параметра L и соответствующего ему индекса выкалывания PZ, т.е. каждая пара  L>, связанная с павой PZ), PZg, определяет профиль защиты.

Определены четыре защитных уровня для скоростей передачи цифрового потока данных В, кратных 8 кбит/с (напомним, что это условие применимости потокового режима в канале MSC— см. разд. 4.1). Эти уровни защиты P = 1, 2, 3, 4 соответствуют кодовым скоростям 1/4, 3/8, "А и У4. Значения L и Z для каждой из возможных скоростей цифрового потока R, соответствуют данным, приведенным в табл. 4.10.

Разрешенные профили защиты (набор А) определяются как функция скорости передачи цифрового потока данных В и уровня защиты Р в соответствии с данными табл. 4.11. Здесь же для справки указаны размеры субканала МSС для данных (CUs).

Аналогично рассмотренному выше, решается проблема кодирования в канале М$С и для скоростей передачи цифрового потока, кратных 32 кбит/с. Также определены четыре уровня защиты Р = 1, 2, 3, 4, которым соответствуют кодовые скорости 4/9, 4/7, 2/3 и 4/5. Соответствие между возможными значениями скорости передачи цифрового потока данных В, и параметрами 2 и L взамен данных табл. 4.10, устанавливается правилом: для В,=32n имеем 2 = 768n и L=24n.

Разрешенные профили защиты (набор В) определяются как функция скорости передачи цифрового потока данных В и уровня защиты Р в соответствии с табл. 4.12. Здесь же указаны размеры субканала (CUs).

В заключение рассмотрения особенностей кодирования каналов М$С и FIC в формате DAB обратим внимание на весьма распространенное в системе применение контроля с помощью циклических избыточных кодов CRC, позволяющих обнаруживать ошибки передачи на приемной стороне. С этой целью в передаваемые данные включаются проверочные слова (ПС) года CRC. Процедура расчета этих слов, описываемых полиномом изложена в стандарте [114]. При этом общим правилом является инициализация всех каскадов регистра, когда их содержимое принудительно устанавливается- в зависимости от варианта применения — либо на единицы, либо на нули.

Таким образом, применение проверочных слов кода CRC, вводимых при мультиплексировании практически во все фреймы,— это целевая защита наиболее важных фрагментов информации, по существу не имеющая отношения к помехоустойчивому кодированию канала, поскольку не предусматривает исправления ошибок. Эта процедура используется для управления стратегией маскировки ошибок с тем, чтобы избежать серьезных искажений в восстанавливаемом в декодере звуковом сигнале из-за ошибок в самой чувствительной части информации (см. также разд. 4.1).

Циклический избыточный код CRC характеризуется кодовым расстоянием б = 4, что позволяет ему обнаруживать до трех одиночных ошибок в блоке кода, т.е. среди данных защищаемого поля. В канале MSC проверочные слова этого кода включаются в каждый звуковой фрейм и, кроме того, в каждый пакет при использовании пакетного режима передачи информации. В канале FIC 16-битовые слова кода CRC вводятся в структуру блоков быстрой информации FIB.

Количество и расположение защищаемых разрядов в рамках одного кодированного звукового фрейма DAB в общем случае зависит от режима и скорости цифрового потока. Для обнаружения ошибок в пределах значительного участка информации звукового фрейма DAB ПС кода CRC вводится в цифровой поток сразу же после заголовка фрейма. Используется метод обнаружения ошибок "CRC-16" (ITU-Т Rec. Х.25), порождающий полином имеет вид: GД(x) = х1'+ х + х + 1. В объем проверки (т.е. в защищаемое поле) входят следующие биты: 16 бит заголовка звукового фрейма и ряд бит аудиоданных, включенных в информацию о распределении бит и ScFCI (см. разд. 4.3). Исходное со- стояние регистра — единицы во всех разрядах. Если последний выход регистра сдвига и ПС кода в звуковом фрейме не идентичны, то это означает, что имела место ошибка передачи в защищенном поле звукового цифрового потока.

Для обнаружения ошибок в трех старших разрядах масштабных коэффициентов проверочные слова кода CRC (так называемые слова ScF-CRC) вводятся в звуковой цифровой поток непосредственно перед полем F-PAD предыдущего звукового фрейма DAB. В этом случае используется метод обнаружения ошибок "CRC-8", порождающий полином которого имеет вид: 6~(х) = х + х + х + х +1.

При реализации пакетного режима в канале MSC используются 16-битовые ПС кода CRC. Каждое такое слово рассчитывается для заголовка и поля данных пакета и генерируется на основе полинома G(x)= х"+ х"+ х'+ 1. Слово CRC должно быть дополнением до "1" по отношению к передаваемому. Заметим, что совершенно аналогично решается задача проверки ошибок в структуре блоков быстрой информации FIB в канале FIC.

4.6. Модуляция и формирование сигнала передачи

Сигнал передачи S(t) в системе DAB, называемый также DAB-ансамблем, построен на основе структуры фрейма передачи, соответствующего объединению во времени на интервале Т данных каналов синхронизации, FIC и М$С (см. также разд. 4.1). Структура фрейма передачи показана на рис. 4.7. Набор параметров фрейма определен для каждого из четырех режимов передачи, использование которых зависит от конфигурации сети и выбранных рабочих частот (см. табл. 4.2).

Сигнал S(t) состоит из последовательности символов ОРОМ, определение которым было дано в разд. 2.6. Количество ОРОМ- символов во фрейме передачи L зависит от режима передачи, но в любом случае канал синхронизации представлен в каждом фрейме первыми двумя символами — нулевым (с длительностью Т~) и, следующим за ним сим- волом опорной (эталонной) фазы д,, представляющим собой опорный сигнал для дифференциальной модуляции следующего символа ОРОМ. Символ гц, определяется соотношением, где индексы i и k', а также параметр п являются функцией индекса несущей k. Как ОРОМ- символ опорной фазы, так и следующие за ним L-1 символов имеют длительность Т,. Каждый такой символ состоит из набора (ансамбля) К несущих, равноотстоящих друг от друга на расстояние 0 = 1/Т  причем выполняется равенство  длительность защитного интервала.

Все перечисленные выше параметры сигнала передачи системы DAB заданы в стандарте [114] таблично для всех режимов передачи; основные из них приведены в табл. 4.13. Значения параметров, связанных со временем, указаны в виде величин, кратных элементарному периоду Т = 1 / 2,04810 с (периоду системной тактовой частоты), а также приближенно в миллисекундах и микросекундах.

Примечание. Анализируя спектрально-временные характеристики передачи, определяющие требования к СОРОМ- сигналу, находим, что:

- ширина спектра сигнала М = К х 5f = 1,54 МГц; - суммарная длительность ОРОМ- символа Ts = Tu+ т = Тг / L' ортогональность несущих подтверждается равенством

от = 1/TД, поскольку разнос частот между несущими в точности равен величине, обратной длительности полезной части OFDM- символа;

- скорость цифрового потока на одну несущую Кк = Rs/К, где Rs = 2,4 Мбит/с — суммарная скорость передачи данных в системе;

равенство т, = 1 / R, = Ts / 2 свидетельствует о том, что с каждым ОРОМ-символом каждая несущая переносит 2 бита ин- формации, что соответствует квадратурной модуляции несущих (здесь т,— длительность посылки модулированного сигнала).

Убедимся, что ширина спектра модулированной несущей приближенно равна частотному разносу несущих. Так как для ФМ сигналов справедливо соотношение (2.2): М = R, / 0,8В, где             В  кратность манипуляции фазы, то для двукратной ОФМ-4 для всех режимов передачи справедливо приближенное равенство Fc = Я.

Формирование сигнала 8(т) поясняет структурная схема на рис. 4.8, представляющая собой вторую часть (см. также рис. 4.1) общей структурной схемы передающей части системы DAB.

МФП — мультиплексор фрейма передачи; Г1 — генератор символов FIC и М$С, имеющий в своем составе разделитель блоков, средство отображения символа ФМ-4 (QPSK) и устройство перемежения по частоте; Г2 — генератор символа опорной (эталонной) фазы; ГЗ — генератор нулевого символа; ДМ — дифференциальный модулятор; МСП — мультиплексор сигнала передачи; Г4 — генератор символа ОРОМ.

Фреймовая структура передаваемого сигнала (рис. 4.7) формируется в мультиплексоре фрейма передачи (МФП) из блоков быстрой информации FIB и фреймов с перемежением CIF канала MSC в соответствии с данными табл. 4.2. В генераторе Г1 осуществляется поэтапно: разделение последовательности FIB и фреймов CIF на блоки данных, соответствующие сим- волам ОРОМ, отображение (т.е. формирование) символов фазовой модуляции и перемежение данных по частоте в пределах полосы излучения передатчика. Назначение остальных функциональных блоков легко уяснить из обозначений, приведенных под рисунком. Перечисленные операции с данными, а также все процедуры по формированию сигнала передачи в генераторе сигнала ОРОМ регламентированы стандартом [114].

Рассмотрим более подробно операции по формированию сигнала передачи. Количественные оценки будем делать на примере  режима передачи.

В режиме передачи  все 12 блоков FIB, входящие во фрейм передачи (см. табл. 4.2), разделяются на 4 группы, каждая из которых объединяется с фреймом CIF, относящимся к тому же фрейму передачи. В результате четыре сверточных кодовых слова по 2304 бита каждое, соответствующие четырем последовательным группам блоков FIB, мультиплексируются в один вектор В который, в свою очередь, разделяется на три блока, передаваемые тремя символами ОРОМ с индексами I = 2, 3, 4. (, что символы с индексами ! = 0 и 1 используются для передачи данных канала синхронизации — см. выше). Четыре последовательных фрейма CIF, передаваемые в пределах фрейма передачи, мультиплексируются, образуя вектор . Этот вектор разделяется на 72 блока, которые передаются 72 символами ОРОМ с индексами ! = 5-76. Таким образом, в режиме передачи I во фрейме передачи, состоящем из L = 77 символов OFDM (включая нулевой символ), 2 символа (включая нулевой) содержат данные канала синхронизации, 3 символа — данные канала FIC и 72 символа — канала MSC.

Как известно, каждый символ OFDM представляет собой набор из К несущих, модулированных по фазе. Процесс модуляции отображается в комплексном символе ФМ-4 , который определен для каждой k- й несущей для каждого из L символов ОРОМ фрейма передачи. В комплексный символ g отображается 2К-битовый вектор  элементы которого определены для каждого I. Другими словами, для каждой из 1536 несущих этим вектором задано относительное значение фазы, неизменное в течение интервала времени Т = 1,25 мс, равного длительности ОРОМ- символа.

Заметим, что 75 символов ОРОМ формируются из данных каналов М$С и FIC, прошедших процедуру сверточного кодирования с выкалыванием (см. разд. 4.5). При выкапывании реализуется определенная стратегия (равной или неравной) защиты символов. Приоритеты, определяемые принятым уровнем защиты, отражаются в параметрах векторов В' и D' и следовательно, в комплексном символе ФМ-4. По существу, в генераторе сигнала ОРОМ (рис. 4.8) происходит формирование сигнала СОРОМ, поскольку ансамбль несущих (т.е. ОРОМ- сигнал) модулируется здесь по фазе соответствующим образом скомпонованным кодированным потоком данных.

Структурная схема, поясняющая принцип формирования СОРОМ- сигнала, показана на рис. 4.9. Цифровая последовательность, поступающая с выхода мультиплексора сигнала передачи (МСП), распараллеливается, т.е. преобразуется в К парциальных цифровых потоков. Каждый из этих цифровых потоков поступает на k- ый ФМ- модулятор. На второй вход k- гo модулятора подается сигнал индивидуальной несущей 1,. Интервал времени 7, в течение которого осуществляется передача одного символа с помощью каждой из К несущих, образует СОРОМ — символ. Число бит в каждом таком символе зависит от режима передачи и равно удвоенному числу несущих, поскольку используется квадратурная фазовая модуляция. Полученная совокупность ФМ сигналов поступает на сумматор, на выходе которого и образуется СОРОМ-сигнал.

Напомним, что в процессе формирования комплексного модулирующего символа ФМ-4 о  в генераторе Г1 (рис. 4.8) происходит перемещение по частоте, т.е. распределение данных по всей совокупности несущих по алгоритму, определенному в стандарте [114]. В результате аудиоданные враждой звуковой программы передаются одновременно на нескольких несущих частотах, которые равномерно распределены по всей полосе частот DAB-сигнала. В результате этой процедуры исчезновение части несущих из-за частотно-селективных замираний, как правило, не приводит к искажениям сигнала на аналоговом выходе, поскольку информация восстанавливается по тем несущим, которые остаются неповрежденными.

Общая спектральная плотность мощности сигнала СОРОМ (рис. 4.10) может быть найдена как сумма спектральных плотностей мощности отдельных несущих (рис. 2.25). Она могла бы быть весьма близкой к постоянной в полосе частот, которую занимают несущие, но длительность передаваемого ОРОМ- символа больше, чем величина, обратная расстоянию между несущими, на величину защитного интервала.

В связи с этим основной лепесток спектральной плотности мощности одной несущей несколько меньше удвоенного расстояния между несущими, поэтому спектральная плотность мощности сигнала ОРОМ в номинальной полосе частот не является постоянной. Уровень мощности на частотах вне номинальной полосы может быть уменьшен с помощью соответствующих фильтров.

4.7. Вопросы практической реализации модуляции л/4-DQPSK и модема COFDM

Вышеизложенное иллюстрирует лишь принцип формирования ОРОМ- сигнала. В действительности в передатчике цифровой сигнал формируется программно в частотной области. Каждая несущая OFDM-сигнала соответствует одному элементу дискретного спектра Фурье. Амплитуда и фаза каждой несущей зависит от передаваемых данных. Поскольку в системе ЦРВ каждая несущая промодулирована с использованием квадратурной ФМ, то все амплитуды несущих частот постоянны. Фаза каждой несущей определяется передаваемым символом. Все данные, передаваемые на несущих, синхронизированы таким образом, что могут быть обработаны вместе, символ за символом.

Радиосигнал СОРОМ на интервале символа представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами:

Имеет смысл сравнить это выражение с формулой обрат- ного дискретного преобразования Фурье:

Эта формула (также как и формула 4.1) предполагает действия с комплексными числами, она позволяет вычислить значения сигнала Х в моменты  путем суммирования его гармонических составляющих с известными комплексными амплитудами Х» (здесь N — количество отсчетов сигнала и соответственно количество его составляющих (включая постоянную), которое может быть рассчитано в дискретной форме, причем суммирование выполняется по всем k от 0 до (N — 1)). При описании сигнала форму- ла позволяет перейти из частотной области во временную, используя для этого суммирование всех гармонических составляющих сигнала, которые являются ортогональными.

Формулы (4.1) и (4.2) аналогичны; они становятся тождественными, если положить М=Т/Т (здесь N — размер массива БПФ, а величина 1/Т называется системной тактовой частотой — см. выше) и ввести в формулу для сигнала ОРОМ суммирование от 0 до (N — 1). Тогда становится ясным, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

Отношение Т„/N=T, определяющее интервал дискретизации в системе, играет важную роль в спецификации стандарта Т-DAB. Напомним, что и длительность символа, и защитный интервал являются целыми кратными Т. В системе Т-DAB, рассчитанной на шириной 1,54 МГц, системная тактовая частота равна 1/Т=2,048 МГц. Эта величина является оптимальной с точки зрения уменьшения интерференционных помех из-за взаимодействия с радиосигналами аналогового телевидения и радиовещания.

Но надо ли осуществлять модуляцию ОРОМ в виде обратного преобразования Фурье? Ведь это всего лишь способ математического описания, а частотное уплотнение можно получить традиционным способом, т.е. с использованием обычных модуля- торов. Однако, если бы переход к преобразованию Фурье не был сделан, то модуляция ОРОМ имела бы малые шансы на практическую реализацию. Дело в том, что преимущества системы ОРОМ проявляются при очень большом числе несущих (исчисляемых многими сотнями и даже тысячами), но в этом случае прямое аппаратурное формирование сигнала ОРОМ потребовало бы огромных схемотехнических затрат в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такая схема была бы реализована. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы БПФ и ОБПФ и созданы процессоры БПФ в виде больших интегральных схем.

Интересно, что можно использовать не только вещественную, но и мнимую части вычисленного обратного преобразования Фурье. Если выполнить в соответствии с формулой обратного преобразования Фурье вычисление и вещественной и мнимой частей (мнимая часть обозначается как о(t), вещественная — как S,(t)), а затем умножить вещественную часть на колебание с частотой F, (будем называть его "синфазным"), а мнимую часть — на квадратурное колебание той же частоты (сдвинутое по фазе по отношению к синфазному на 90'), то суммирование полученных произведений дает сигнал ОРОМ, спектр которого смещен на частоту F, . Такая операция соответствует преобразованию частоты, которое неизбежно используется для переноса радиосигнала в полосу частот выбранного канала вещания:

Именно такое преобразование иллюстрирует схема формирования радиосигнала СОРОМ (рис. 4.11). На вход ОБПФ— процессора подаются модуляционные символы сигнала ОФМ-4. Отсчеты, соответствующие вещественной и мнимой частям вычисленного обратного преобразования Фурье, поступают далее на схемы ЦАП, с выхода которых — после операции умножения на квадратурные сигналы сдвига — на выходной сумматор.

В приемнике используется обратный процесс, т.е. прямое преобразование Фурье. Выборки, соответствующие каждому символу, при помощи БПФ преобразуются в частотную область, что дает возможность вычислить амплитуду и фаза каждой несущей. В системе DAB изменение фазы каждой несущей от символа к символу и есть передаваемая информация. ([12, 17, 107, 121-123])

В принципе, для передачи данных с низкой скоростью на каждой несущей сигнала СОРОМ можно использовать различные виды модуляции. В Т-DAB используется сдвинутая на и/4 квадратурная дифференциальная фазовая манипуляция (л/4-shift О-QPSK), широко применяющаяся в настоящее время в подвижной и спутниковой радиосвязи. В более распространенной транскрипции это л/4-ОФМ-4. Преимущество модуляции л/4-ОФМ-4 в сравнении с ОФМ-4 определяется возможностью скачков фазы только на rv4, а не на н или л/2, как в ОФМ-4, вследствие чего не возникает заметного провала огибающей сигнала в момент манипуляции фазы. В результате возрастают компактность спектра

излучаемого сигнала (так как увеличивается скорость убывания внеполосного излучения) и КПД усилителя мощности модулированного сигнала (см. также разд. 2.5).

В отличие от ОФМ-4, для модуляции со сдвигом на тт/4 характерны восемь возможных состояний фазы: четыре состояния для нечетных пар символов и четыре состояния — для четных. Четные и нечетные состояния чередуются. Таким образом, при методе т(/4-ОФМ-4 существует восемь возможных состояний фазы, но лишь четыре из них возможны в одно и то же время. Основной логикой работы модулятора т(/4-ОФМ-4 является "логика вращения фазы" несущей на 45' между последовательно передаваемыми символами. Результирующая векторная диаграмма состояний для такого рода вращения показана на рис.

Здесь 8 сигнальных точек располагаются на окружности с радиусом В = E Е на равных расстояниях с угловым интервалом т(//4 радиан. Применяемая здесь система кодирования двукратных сигналов двухразрядными двоичными комбинациями, показанными на диаграмме, является кодом Грея. Как об этом уже говорилось выше, таким приемом осуществляется согласование многопозиционного канала с двоичным цифровым потоком на выходе кодера канала. ([4, 31, 41, 62, 68, 77, 94, 98])

В рамках новых цифровых технологий модуляторы и демодуляторы выполняются на полностью программной основе. При реализации модуляции л/4-ОФМ-4 в системе DAB вначале образуется цифровой символ данных Z, состоящий из 2К бит и предназначенный для одновременной модуляции К несущих. Модуляционные символы Z являются комплексными, их вещественная и мнимая части отображаются битами соответственно синфазного и квадратурного каналов. Диаграмма на рис. 4.12 иллюстрирует соответствие между битами и модуляционными символами в координатах (Re(Z), Im(Z)). Значения вещественной и мнимой частей комплексного модуляционного символа имеют вполне конкретный реальный смысл.

Модулированное колебание представляет собой сумму синфазной (косинусоиды) с амплитудой, равной вещественной части нормированного комплексного модуляционного символа Re(c)=C~, и квадратурной компоненты с амплитудой, равной мнимой части модуляционного символа Im(c}= Со (см. также разд. 3.9). Значения модуляционных символов в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов С, квадратурное колебание — на мнимые части Со, а результаты перемножения — складывать.

Все эти действия можно выполнять в цифровой форме, а обработанные данные подвергать затем цифро-аналоговому преобразованию. Но можно сначала осуществить цифро-аналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, а умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а  не что иное как амплитудная модуляция) и сложение выполнить в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, т.е. к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение представляет собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

Очевидно, что целесообразно максимальное количество действий выполнять в комплексной форме — для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов. В этом случае сигнал несущей с номером k и частотой fД, модулированной символом С может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа С и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой fД:

Частота 1 представляет собой k- ую гармонику основной частоты 1 / Т т.е. величины, обратной длительности полезной части символа и равной расстоянию между частотами соседних несущих. Сигнал OFDM, записанный на интервале одного символа, представляет собой сумму всех несущих колебаний, модулированных своими модуляционными символами:

где суммирование выполняется по всем значениям k — от 0 до К. Но можно сначала выполнить суммирование, а затем взять  вещественную часть. Поскольку цифровая система передачи данных — система с дискретным временем, то при вычислениях в цифровой форме вместо непрерывной переменной t надо подставить ее дискретный аналог пТ (здесь Т — интервал дискретизации, а n — номер отсчета). В результате получим выражение (4.1), приведенное в разд. 3.9 и аналогичное формуле обратного дискретного преобразования Фурье. Таким образом, фазовая модуляция в системе DAB может быть реализована непосредственно в процессе формирования сигнала ОРОМ (процедура частотного уплотнения с ортогональными несущими) посредством обратного дискретного преобразования Фурье. ([12, 121-123])

5. ЦИФРОВОЕ РАДИОВЕЩАНИЕ В ФОРМАТЕ DRM

DRM (Digital Radio Mondiale) — современный стандарт цифрового радиовещания, реализуемого на частотах ниже 30 МГц (реально в диапазонах СЧ и ВЧ) с использованием AM радиопередатчиков [115, 35, 84, 96]. Созданный в марте 1998 г., консорциум DRM насчитывает (по состоянию на апрель 2002 г.) 72 члена, включая Россию; инициатором работ является фирма THALES (Broadcast 8 Multimedia) со штаб-квартирой во Франции.

Консорциум DRM — некоммерческая организация, созданная для развития и продвижения системы DRM во всем мире. В состав организации входят радиовещательные компании, операторы связи, производители радиоприемников и передатчиков, а также научно-исследовательские институты; Россию представляют ФГУП РТРС и ГРК Голос России". Главная цель, которую преследуют разработчики идеологии DRM, — резко улучшить качество вещания по сравнению с традиционным аналоговым радиовещанием в диапазонах средних и особенно коротких волн.

В дополнение к материалу разд. 1.1 отметим, что согласно РР [78, 118] для радиовещания ниже 30 МГЦ используются следующие полосы частот:

• низкочастотная (НЧ/LF) — от 148,5 до 283,5 кГц (для района 1; напомним, что Россия относится именно к этому району);

• среднечастотная (СЧ/MF) — от 526,5 до 1606,5 кГц (для районов 1 и 3 и от 525 до 1705 кГц — для района 2);

• высокочастотная (ВЧ/HF) — набор единичных PB полос в диапазоне от 3 до 27 МГц, общедоступных на всемирной основе.

Особенно привлекательным для России представляется диапазон ВЧ, характеризуемый уникальными возможностями в части распространения радиоволн (см. разд. 3.7). Именно в этом диапазоне ЦРВ в формате DRM способно существенно улучшить качество радиовещания.

Если на Западе это необходимо, прежде всего, для того, чтобы сохранить слушателей (поскольку там имеются широкие возможности для альтернативного выбора средств приема, предлагающих более высокое качество и надежность), то в России- это почти единственный шанс "покрыть" высококачественным вещанием с минимальными затратами огромные территории с относительно низкой плотностью населения, где непосредственный спутниковый прием может оказаться проблематичным.

Эксперименты (проведенные в 2000-2002 гг. в том числе и в России — в основном силами ФГУП ГЦУРС на базе региональных радиопредприятий) показали перспективность этого направления развития радиовещания. При этом, конечно, в этих диапазонах волн остаются проблемы устойчивости радиоприема, однако даже в полосе эффективно передаваемых частот, не превышающей 10 кГц, обеспечивается субъективно высокое качество звукопередачи, сопоставимое с качеством ОВ4 ЧМ вещания. Для радио- предприятий технология DRM привлекательна резким снижением расходов на трансляцию радиопрограмм — при сохранении неизменной зоны обслуживания и использовании имеющейся инфра- структуры.

Убежденность читателя в перспективности технологии DRM для России, надо полагать, укрепится после ознакомления с материалами этой главы. Тем не менее, как считал видный  поэт и художник Уильям Блейк: "Истину нельзя рассказать , чтобы ее поняли; надо, чтобы в нее поверили".

5.1. Особенности структурной схемы

В формате DRM предполагается передача цифрового радио- сигнала (включающего также некоторый объем цифровых данных не звукового характера от отдельного источника) в канале, совмещенном с каналом аналогового радиовещания. При этом существует до 12 вариантов комбинирования спектров аналогового (с полосой 4,5...5 кГц) и цифрового (с полосой от 4,5 до 10 кГц) сигналов (в том числе предусмотрена и однополосная передача цифрового сигнала с сохранением в смежной полосе аналогового).

В общем виде услуга передачи данных представляет собой синхронную или асинхронную передачу потока информации, файла или пакета (или серии пакетов) данных. Передача тениста входит в состав основной DRM-услуги, ограничиваясь использованием потока объемом 80 бит/с. Вид и объем услуг, а также используемый диапазон частот, в значительной степени определяют особенности построения системы.

Анализируя структурную схему передающей части системы DRM (рис. 5.1), сравним ее с типовой функциональной схемой системы ЦРВ (рис. 3.2) и структурной схемой передающей части системы DAB (рис. 4.1 и 4.8). Прежде всего эти особенности связаны с тем, что в формате DRM используются три цифровых канала:

• М$С — главным служебным  канал (пользовательской ин- формации), содержащий групповой цифровой поток;

• FAC — канал быстрого доступа (к файлу передаваемой информации) — первый канал мультиплексного потока данных, содержащий информацию, которую необходимо расшифровать (демультиплексировать) в приемнике в первую очередь;

• SDC — канал описания обслуживания — второй канал мультиплексного потока данных, который несет информацию, позволяющую расшифровать услуги, заключенные в общем потоке данных канала MSC, а также дает возможность найти дополнительные источники этих данных. Он может содержать также элементы одновременной аналоговой и цифровой (simucast) передачи.

Обращаясь к схеме на рис. 5.1, легко видеть, что здесь присутствуют все обязательные элементы передающей части системы ЦРВ (см. рис. 3.2а): кодер источника и перекодирующие устройства, скремблеры и кодеры во всех каналах, перемежитель (как и в системе DAB — только в главном канале пользовательской информации), пилот-генератор — обязательный элемент любой цифровой системы передачи, обеспечивающий, в частности, когерентную демодуляцию сигнала, и наконец совокупность блоков, реализующих модем СОРОМ (подобно тому, как это сделано в формате DAB). Остановимся далее на отличиях, присущих формату DRM.

Кодер источника и перекодирующие устройства (транс- кодеры) — обеспечивают адаптацию входных потоков (данных) к соответствующему формату цифровой передачи. Исходное кодирование звука в кодере источника DRM предполагает использование трех вариантов высокоэффективного компактного представления (сжатия) передаваемого звукового вещательного сигнала. Цифровые потоки с выхода кодера источника и перекодирующего устройства данных содержат две части, требующие двух различных уровней защиты в кодере канала — нормального и высокого. Эта функция неравной защиты от ошибок (UEP) применяется с целью повышения помехозащищенности системы в "плохих" каналах. Все услуги, реализуемые в системе, характеризуются такими же двумя уровнями помехоустойчивой защиты.

Мультиплексор — комбинирует уровни помехоустойчивой защиты данных и звуковых сигналов в канале передачи.

OFDM-формирователь объединяет все приходящие  потоки и размещает их на сетке "время-частота", а OFDM сигнал-генератор преобразует каждое множество ОРОМ- символов в соответствующую временную область сигнала, вводя при этом защитные интервалы. Модулятор преобразует последовательность ОРОМ- символов (т.е. ОРОМ- сигнал) в аналоговый сигнал, излучаемый в эфир. Это действие завершает цифроаналоговое преобразование и полосовую фильтрацию, которые должны обеспечить требуемую форму спектра излучения.

В стандарте [115] введено понятие ячейка  как обозначение отрезка синусоидального колебания, передаваемого с определенной амплитудой и фазой в течение некоторого времени Т,. Каждый ОРОМ- символ — это сумма К таких отрезков колебаний— несущих, имеющих заданные значения, в общем случае, фазы и амплитуды и равномерно распределенных по частоте в пределах полосы радиоканала; при этом заданные значения параметров несущих остаются неизменными в течение всего времени существования символа Т,. Поэтому часто OFDM-символ определяют как элемент сигнала передачи системы для той части времени, в течение которой у каждой из несущих параметры модуляции (амплитуда и фаза) остаются неизменными.

Технология DRM предполагает очень высокую частотную и энергетическую эффективность радиосистемы передачи звукового вещательного сигнала — необходимая спектральная эффективность сигналов (модуляции) должна составлять не менее 4...5 бит/с/Гц (заметим, что эффективность сигналов ОФМ-4, применяющихся в системе Т-DAB, не превышает 1,5 бит/с/Гц). Это достигается путем использования сигналов типа 16-КАМ и 64-КАМ — для модуляции большого числа одновременно излучаемых несущих.

5.2. Организация передачи данных

Как отмечалось выше, передача всех типов данных в системе осуществляется в трех цифровых каналах. Рассмотрим их назначение и структуру более подробно.

Главным служебным канал (MSC) содержит данные всех услуг, заключенных в DRM-сигнале. Таких услуг может быть от одной до четырех, причем каждая из них — это или звуковая про- грамма, или данные. Скорость цифрового группового потока в канале зависит от выбранной полосы и способа передачи.

MSC содержит от одного до четырех цифровых потоков. Каждый поток поделен на логическое фреймы длительностью по 400 мс. Цифровые потоки аудиоданных включают компрессированные аудиоданные и как необязательный компонент — данные текстовой передачи. В составе потоков данных может быть до четырех субпотоков, составленных их пакетов данных одной услуги. Здесь возможны различные комбинации: услуга звукового вещания может содержать один поток аудиоданных и поток или субпоток данных; услуга данных может состоять из одного потока данных или одного субпотока данных.

Каждый логический фрейм, как правило, состоит из двух частей, причем каждая из них со своим уровнем помехозащиты. Длины этих частей устанавливаются независимо. Неравная защита от ошибок всего потока обеспечивается разным уровнем защиты частей логического фрейма. Логические фреймы от всех потоков отображаются вместе, чтобы формировать мультиплексный логический фрейм 400-миллисекундной длительности.

Многокомпонентный групповой цифровой поток MSC состоит из последовательности мультиплексных фреймов. Данные по конфигурации мультиплексирования содержатся в канале описания обслуживания SDC. Мультиплексирование может быть реконфигурировано и передано в границах суперфрейма. Реконфигурация мультиплексирования происходит при изменении параметров в канале FAC или в случае изменения (вида) услуги. Ин- формация о новой конфигурации мультиплексирования проходит с опережением по времени по каналу ЯОС, а время изменения конфигурации отражается специальным индексом реконфигурации в канале FAC.

Канал быстрого доступа (FAC) используется для обеспечения оперативного просмотра информации о предоставляемых системой услугах и начала эффективного декодирования цифрового потока. Данные о параметрах канала (например, ширина занимаемого спектра, глубина перемежения) и об услугах, заключенных в мультиплексном цифровом потоке, позволяют декодировать информацию об услугах в первую очередь.

Каждый передаваемый фрейм включает в себя FAC-блок, содержащий параметры, которые характеризуют канал и описывают одну услугу, а также включают параметры канального кодирования CRC. В частности, код языка потенциальных клиентов состоит из четырех бит (16 вариантов), тип звуковой  описан пятью битами (32 варианта) и т.д. В случае, если в мультиплексном потоке содержится больше одной услуги, то для их описания требуется большее число FAC-блоков.

Канал описания обслуживания (SDC) содержит информацию, позволяющую расшифровать услуги, заключенные в общем потоке данных канала MSC, дает возможность найти дополнительные (альтернативные) источники тех же самых данных, а также указывает признаки услуг, заключенных в мультиплексно м потоке. Объем данных канала SDC изменяется в соответствии с шириной занимаемого спектра суммарного (мультиплексного) потока, а также в зависимости от других параметров. Объем данных  может быть увеличен при использовании функции перехода на альтернативную частоту AFS. Такой переход может осуществляться без потери обслуживания с сохранением всех данных, которые передаются в канале, если эти данные изменяются квазистатически. Выполнение этого условия требует тщательного контроля данных в SDC-фреймах. Данные в канале SDC, как правило, передаются с использованием модуляции 4-КАМ.

SDC рассматривается как отдельный канал данных. SDC- блок содержит объем данных, заключенный в одном суперфрейме передачи. Общий объем данных, необходимых для передачи, может превосходить возможности SDC-блока. Наличие функции AFS позволяет решить эту проблему путем информирования приемника о передаче очередного SDC-блока и о переходе на альтернативную частоту. Действенность этой функции обеспечивается FAC-каналом, который передает в приемник информацию, подтверждающую или отрицающую факт смены частоты.

SDC-блок имеет в своем составе 4 бита AFS-индекса, п байт (поля) данных и 16 бит помехоустойчивого кода. Объем поля данных зависит от типа (т.е. от выбранной степени устойчивости системы к грубым внешним воздействиям), варианта {моды) SDC и ширины занимаемого спектра.

5.3. Режимы передачи

Система DRM предназначена для использования на любой частоте ниже 30 МГц при учете канальных ограничений и условий распространения радиоволн, свойственных этим диапазонам. Чтобы удовлетворить этим требованиям, применяются различные режимы передачи, которые определяются параметрами двух типов:

• шириной полосы вещательного сигнала;

• параметрами, характеризующими эффективность передачи. Первый тип параметров определяет общую (суммарную) ширину полосы частот и структуру ее использования для одной передачи. Параметры, определяющие эффективность передачи, имеют отношение к компромиссу между емкостью канала (полезной цифровой скоростью передачи) и устойчивостью к шуму, многолучевости и эффекту Доплера.

Каждый режим передачи характеризуется определенные уровнем (модой) помехозащищенности передачи сигнала в системе. В свою очередь, требуемый уровень помехозащищенности диктуется условиями распространения радиоволн и обеспечивается надлежащим выбором параметров ОРОМ — символов (и следовательно, модема COFDM). Таким образом, параметры ОРОМ- символов обеспечивают различные уровни помехозащищенности системы, т.е. режимы передачи в системе. Для заданной полосы частот различные уровни помехозащищенности сигнала предполагают разные скорости передачи данных. В табл. 5.1 показано типовое использование уровней помехозащищенности системы— разновидностей структуры OF DM-символов.

Заметим, что в документах, опубликованных до появления технической спецификации — стандарта [115] на систему DRM, фигурировали только три режима передачи, названные соответственно: А-ground, В-sky и С-robust.

Типовые радиовещательные каналы на частотах ниже 30 МГц характеризуются полосой 9 и 10 кГц. Система DRM предусматривает организацию каналов:

• в пределах этих номиналов полосы — чтобы удовлетворять существующим частотным планам;

• в пределах половины этих номиналов полосы (4,5 и 5 кГц) — чтобы обеспечивать вещание, совместимое с традиционным аналоговым;

• в пределах удвоенных номиналов полосы (18 и 20 кГц)— для реализации большой пропускной способности канала — в тех случаях, когда это допускает частотное планирование.

При любой ширине полосы частот сигнала эффективность передачи определяется компромиссом между пропускной способностью (полезной величиной цифровой скорости передачи) и реально обеспечиваемой устойчивостью к шумам, многолучевому распространению и эффекту Доплера. Здесь играют определяющую роль две совокупности параметров:

• кодовая скорость (R) корректирующего кода и кратность используемой модуляции;

• параметры ОРОМ-символа, определяющие структуру этих символов, которая, в свою очередь, является функцией условий распространения радиоволн.

Величины кодовой скорости и кратности используемой модуляции зависят от желательной степени кодозащиты цифрового потока данных (с учетом вида и уровня сервиса, режима и вида передачи) и обеспечивают один или два уровня защиты одновременно.

Проанализируем далее связь помехозащищенности системы со структурой ОРОМ-символов. Выбор OFDM-параметров осуществляется Оператором с учетом условий распространения радиоволн и зоны охвата. Ниже, в табл. 5.2 и 5.3, представлены в разной форме параметры ОРОМ-символов для различных условий распространения радиоволн. Это параметры (см. также разд. 2.6):

Каждый ОРОМ-символ передается за время Т,. Частотный интервал (5f) между смежными несущими составляет 1/ Т(поэтому Т называют параметром, обратным интервалу между несущими).

Защитный интервал представляет собой циклическое продолжение полезной части ОРОМ-символа Т. ОРОМ-символы во фрейме передачи нумеруются от 0 до N, 1. Все символы содержат данные и справочную информацию. Временные соотношения, характеризующие параметры OFDM-символа, выражаются в кратных числах элементарного периода времени Т, который равен 83"' мкс (1/12 кГц).

Как отмечалось ранее, в любом режиме работы системы переданный сигнал состоит из последовательности OFDM- символов, каждый из которых — это сумма К активных несущих, равномерно распределенных по частоте в пределах полосы радиоканала. Каждая такая несущая (обозначается индексом k, принадлежащим интервалу [km, k], k=o соответствует опорной частоте fR излучаемого сигнала) модулируется в течение времени Т, существования одного символа.

В табл. 5.5 указаны минимальный и максимальный индексы (т.е. номера) несущих для существующих режимов помехозащищенности и номиналов полосы канала.

Таким образом, параметры OFDM-символа зависят от допустимой ширины полосы радиоканала, числа несущих К и их локализации относительно опорной частоты излучения. Спектр, занимаемый радиопередачей, определяется полосой радиоканала, которая, в свою очередь, задает допустимую полосу частот вещательного сигнала. Группа несущих, отведенная под FAC-канал, всегда справа (высокие частоты в спектре) относительно опорной частоты излучения fR. Она занимает полосу, численно кратную значению 1 кГц. На рис. 5.2 и 5.3 показано расположение несущих.

Как отмечалось ранее, цифровой сигнал в формате DRM предназначен для использования в полосе вещания АМ сигнала. Одновременную (аналого-цифровую) передачу как услугу, использующую DRM и АМ вещание, могут представлять расположенные рядом по частоте аналоговый АМ сигнал (в виде DSB, VSB или SSB) и цифровой сигнал системы DRM.

Рисунки 5.4 и 5.5 иллюстрируют возможные решения по передаче АМ и DRM сигналов посредством использования одного передатчика. Режим совместной передачи (simulcast) может быть реализован и при использовании двух отдельных передатчиков, излучающих соответственно аналоговый и цифровой сигналы.

Рисунок 5.4 иллюстрирует возможный вариант, когда на опорной частоте DRM сигнала fR организуется один или два радио- вещательных канала (шириной 9 кГц или 10 кГц и 18 кГц или 20 кГц), а на несущей частоте fc передается одно- или двухполосный АМ сигнал. Заметим, что если при амплитудной модуляции на рисунке фактически представлен спектр одно или двухполосного АМ радиовещательного сигнала, то в случае с DRM — это группа несущих, т.е. сигнал СОРОМ.