Предисловие

До недавнего времени в отечественной литературе уделялось недостаточное внимание публикациям, в которых описывались способы ремонта конкретных электронных устройств. Исключение составляли журнал «Радио» и книги серии «Массовая радиобиблиотека», однако даже в этих книгах и статьях основная часть материалов была посвящена работе узлов, непосредственно связанных с исполнением потребительских функций. Источники питания в большинстве таких устройств были выполнены по однотипным схемам, и принцип их действия был достаточно простым. С развитием электронной техники появилось много новых видов радиоэлектронных приборов бытового назначения, предназначенных для повседневного использования. За этот период произошла существенная модернизация отдельных узлов и, в частности, источников вторичного электропитания. Во многих моделях современного импортного и отечественного радиоэлектронного оборудования в качестве источников вторичного электропитания теперь используются экономичные импульсные преобразователи энергии первичной сети. Источники питания такого рода широко применяются и в современных персональных компьютерах.

В предлагаемой читателю книге подробно рассмотрены принципы действия импульсных источников вторичного электропитания, варианты их структурных и принципиальных схем, а также даны основные расчетные соотношения, необходимые при проектировании аппаратуры подобного типа. Кроме того, в книге детально описаны реальные импульсные источники питания, применяемые в современных компьютерах типа IBM РС ХТ/АТ и АТХ форм-факторов, а также приведены характерные неисправности источников питания компьютеров, методы их поиска и устранения.

Несмотря на постоянное совершенствование электронных устройств и повышение их надежности, техника тем не менее нуждается в ремонте, причем выполнение подобных работ требует все более квалифицированного подхода. Методика устранения возникающих неисправностей определяется характером отказа прибора и может быть произведена либо путем замены отдельных элементов, либо целых блоков (это экономит и финансы, и время). Данная книга как раз предназначена для тех, кто хочет, во первых, квалифицированно и самостоятельно, с минимальными затратами, справиться с возникшими неполадками и, во-вторых, удовлетворить профессиональное любопытство и рас

ширить свои знания в области схемотехники современных импульсных бестрансформаторных источников питания.

Ремонт может быть осуществлен в разных местах и различными способами:

• в специализированных мастерских при наличии полного комплекта оригинальных запасных частей, тестирующего оборудования и стендов;

• квалифицированными специалистами с выездом к заказчику;

• самостоятельно, если вы обладаете необходимыми знаниями и имеете возможность приобретать комплектующие части для замены.

Как уже было сказано выше, книга рассчитана на специалистов, занимающихся ремонтом радиоэлектронного оборудования и ПК, радиолюбителей, интересующихся принципами функционирования источников питания, а также владельцев радиоэлектронной техники, решивших самостоятельно произвести ремонт. Понятно, что их квалификация может быть различной. И если кому-то достаточно только наличия принципиальной схемы источника питания, то другому необходима как сама схема, так и развернутое пояснение к ней. Книга построена таким образом, чтобы удовлетворить все запросы читателей. При этом автор стремился изложить материал в как можно более доступной форме. Автор считает, что приведенные в книге краткие сведения теоретического характера позволят читателям свободнее ориентироваться не только в конкретных схемах, рассмотренных в книге, но и способны дать представление о схемотехнике импульсных преобразователей, как об одном из важных направлений электронной техники. Справочные данные по пассивным и активным компонентам помогут выполнять ремонтные работы в условиях, когда нет возможности приобрести оригинальные элементы для замены дефектных деталей. В этом случае, используя приведенные расчетные соотношения, можно применять элементы, 9 которые есть в наличии, причем выбирать только аналогичные по параметрам и совместимые по конструкции. Учитывая, что схемы, рассмотренные в книге, построены с использованием высоковольтной элементной базы, подбор аналогов должен проводиться самым тщательным образом. Правильный выбор замены будет гарантировать не только работоспособность

восстановленного блока питания, но и вашу безопасность.

Список сокращений

АВИ автогенераторный вспомогательный источник

БП бестрансформаторный преобразователь

ВЧ высокая частота, высокочастотный

ИБП импульсный блок питания

ИОН источник опорного напряжения

КЗ короткое замыкание

КПД коэффициент полезного действия

КС каскад сопряжения

НЧ низкая частота, низкочастотный

ПК персональный компьютер

ПН преобразователь напряжения

СИП схема измерения перенапряжения

СК согласующий каскад

УМ усилитель мощности

ФПН формирователь пилообразного напряжения

ЧИМ частотно-импульсная модуляция

ШИМ широтно-импульсная модуляция

ЭДС электродвижущая сила

ГЛАВА 1

ВВЕДЕНИЕ В СХЕМОТЕХНИКУ ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ.

Каждое электронное устройство оснащено источником вторичного электропитания. Специфика исполнения источника и его технические параметры определяются общесистемными требованиями к устройству в целом и условиями его эксплуатации. В общем случае источники вторичного электропитания — это преобразователи первичной энергии в энергию, пригодную для работы данного устройства, наделенного определенными пользовательскими функциями. Дополнительной, часто безусловно необходимой функцией источника электропитания может быть обеспечение гальванической развязки между источником первичного напряжения и нагрузочными цепями.

Тип приборов под общим названием источники питания» объединяет множество устройств. К их числу относятся как простые, на первый взгляд (если не вдаваться в тонкости их устройства), электрохимические элементы с заданными характеристиками для переносных приборов, так и достаточно сложные, стационарные преобразователи энергии. Последние выполнены на основе узлов, способных осуществлять различные виды подстроек и регулировок для защиты от внешних и внутренних дестабилизирующих факторов. Качество работы и временная стабильность параметров источника питания зачастую является определяющим фактором работоспособности прибора в целом. Поэтому при проверке технических характеристик того или иного устройства источнику питания следует уделять особое внимание.

В последние десятилетия произошла замена традиционных источников питания стационарного оборудования на основе силовых трансформаторов, функционирующих на частоте питающей сети, импульсными источниками питания, или так называемыми бестрансформаторными преобразователями первичного сетевого напряжения. Принцип их действия основан на преобразовании исходного первичного напряжения низкой частоты (десятки герц) питающей промышленной сети в более высокочастотные колебания (несколько десятков килогерц) с последующей трансформацией. В настоящее время преобразователи подобного типа составляют большинство источников вторичного электропитания устройств как бытового, так и промышленного назначения. В данной книге будут рассмотрены именно импульсные источники питания с бестрансформаторным подключением к первичной сети напряжения 220 В, 50 Гц, а на преобразователи, построенные по традиционной схеме, мы будем ссылаться лишь при сравнении качественных характеристик.

1.1. Структурные схемы импульсных источников ПИ'ГАНИЯ

Переход на использование преимущественно импульсных источников питания обусловлен рядом технических и экономических факторов, наиболее важными из которых являются следующие:

• источники бестрансформаторного питания (ИБП) мощностью до 500 Вт имеют существенно более высокие массогабаритные характеристики по сравнению с аналогами, изготовленными на основе сетевых трансформаторов;

• обмотки трансформаторов ВЧ колебаний ИБП имеют более высокую плотность тока, при их изготовлении используется гораздо меньше цветного металла, что приводит к снижению затрат на производство и на исходные материалы;

• высокая индукция насыщения и малые удельные потери материалов сердечников ВЧ трансформаторов позволяют создавать ИБП с общим КПД, превышающим 80%, что в обычных источниках недостижимо;

• широкие возможности по автоматической регулировке номиналов выходных вторичных напряжений посредством воздействия на первичные цепи ВЧ преобразователя.

Рассмотрим несколько примеров структурных схем построения ИБП с напряжением первичной сети 220 В, 50 Гц.

На рис. 1.1 представлена структурная схема импульсного источника питания, выполненного по достаточно традиционной схеме.

Выпрямитель, фильтр и стабилизатор, имеющиеся во вторичной цепи данного источника питания, построены на основе узлов, встречающихся в обычных источниках электропитания. Названия этих узлов раскрывает их назначение и не нуждается в пояснении. Способ реализации стабилизатора (линейный или импульсный) в данном случае не так важен по сравнению с его присутствием в качестве отдельного функционального узла. Вторичная цепь электропитания в различных вариантах исполнения источника может быть дополнена еще одним фильтром, который устанавливается между стабилизатором и нагрузкой. Основными узлами первичной цепи являются: входной фильтр, выпрямитель сетевого напряжения и ВЧ преобразователь выпрямленного питающего напряжения с трансформатором TV.

Необходимость использования входного фильтра обусловлена тем, что, во-первых, этот фильтр должен устранять резкие кратковременные скачки питающего напряжения и импульсные помехи, вызванные работой расположенных поблизости импульсных устройств (ВЧ пояси) или возникающие в момент подключения или отключения от сети смежных нагрузок. Во-вторых, фильтр должен эффективно устранять помехи, проникающие в сеть непосредственно от используемого источника питания.

ВЧ трансформаторы, применяемые в ИБП, являются преобразователями импульсных колебаний с полосой частот до нескольких (если не выше) мегагерц. Передача энергии трансформатором имеет двухсторонний характер. В направлении сеть— нагрузка происходит передача колебаний ВЧ преобразователя. В обратном же направлении, то есть нагрузка — преобразователь — сеть, могут передаваться помехи, возникающие при работе нагрузочных цепей. Если, например, ИБП установлен в вычислительной системе, то эти помехи могут содержать элементы информационных составляющих обрабатываемых данных. Причем, как правило, в направлении сеть — нагрузка трансформатор действует как понижающий, и, следовательно, в обратном направлении он работает как повышающий. Если входной фильтр не установлен, то помехи, возникающие непосредственно в устройстве, будут эффективно транслироваться в сеть с частью информационной составляющей. Таким образом, входной фильтр применяется не только для устранения паразитного эффекта обратной трансформации но и для защиты от утечки информации.

В импульсном источнике питания (см. рис. 1.1) используется каскад ВЧ преобразователя автогенераторного типа, режим автоколебаний которого определяется только значением номиналов его собственных элементов и не регулируется. Источник питания, выполненный по схеме, приведенной на рис. 1.1, может дополнительно включать в себя датчик перегрузки, который воздействует либо на стабилизатор, либо на ВЧ преобразователь, блокируя его работу до момента устранения причины неисправности.

При правильном подборе элементной базы источник, изготовленный по данной схеме, прост в реализации — в этом его главное преимущество; однако из-за сравнительно низкого КПД используется редко. Падение КПД будет происходить при увеличении числа вторичных каналов различных напряжений, так как для каждого из них потребуется отдельный стабилизатор напряжения. Существенным недостатком схемы может быть и очень

высокая чувствительность автогенераторов, совмещенных с силовым каскадом ИБП, к величине нагрузки. Ее изменение может привести к срыву ВЧ колебаний и нестабильности работы источника питания подобного рода.

Структурная схема сетевого источника питания, построенного с учетом оптимальных принципов регулирования выходного напряжения, представлена на рис. 1.2.

Принципиальное отличие данной структурной схемы от предыдущей заключается в отсутствии стабилизатора вторичного напряжения. Кроме того, в нее добавлены измерительная цепь, задающий генератор, схема управления, а также изменены функции каскада ВЧ преобразователя. Силовой каскад работает в режиме усилителя мощности колебаний, поступающих со схемы управления. Его нагрузкой является ВЧ трансформатор. Здесь ВЧ преобразователем можно назвать совокупность следующих узлов: задающий генератор, схема управления, ВЧ усилитель мощности, ВЧ трансформатор (TV). Источник, выполненный в соответствии со структурной схемой, приведенной на рис. 1.2, одновременно осуществляет две функции — преобразование и стабилизацию напряжения. Схема управления включает в себя широтно-импульсный модулятор и полностью определяет режим работы УМ. Выходное напряжение схемы управления имеет форму прямоугольных импульсов. Изменение длительности паузы между этими импульсами регулирует поступление энергии во вторичную цепь. Исходные параметры для работы схемы управления это сигналы ошибки, поступающие от измерительной цепи, в которой производится сравнение эталонного значения напряжения с реальным, присутствующим в данный момент на нагрузке. По сигналу ошибки схема управления изменяет длительность паузы между импульсами в сторону ее увеличения или уменьшения, в зависимости от величины отклонения реального значения напряжения от номинального. В частности, в схему управления может входить узел защиты каскада УМ от перегрузки и короткого замыкания.

Наличие ШИМ передаваемого напряжения предъявляет определенные требования к параметрам и построению сглаживающего фильтра выпрямленного вторичного напряжения. Первым элементом данного фильтра после выпрямителя должна быть катушка индуктивности в каждом канале вторичного напряжения.

На схеме, показанной на рис. 1.2, представлена структура одноканальной системы питания, реальные же источники имеют, как правило, несколько вторичных каналов с различной нагрузочной способностью. Измерительная цепь в таких случаях подключается к каналу с самым большим потреблением. Стабилизация остальных каналов производится с помощью отдельных стабилизаторов или методов регулирования, основанных на взаимодействии магнитных потоков. В других случаях применяются схемы выходных фильтров, выполненных на, общем для всех выходных каналов магнитопроводе. Подстройка напряжения по не основным каналам может производиться в небольшом диапазоне и при относительно малых изменениях нагрузки. При описании практических схем реализации БП вопросы стабилизации вторичных напряжений одновременно по нескольким каналам будут рассмотрены более подробно.

1.2. Принципы построения бестрансформаторных

ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ

Прежде чем перейти к обсуждению практических схем источников питания рассмотрим несколько возможных вариантов построения отдельных функциональных узлов импульсных источников питания.

Это позволит читателям лучше понять, почему при проектировании реальных схем предпочтение отдается тому или иному схемотехническому решению.

1.2.1. Автогенераторные каскады ВЧ преобразователей

Как видно из рисунков структурных схем ИБП (см. рис. 1.1 и 1.2) основным узлом, обязательно входящим в состав каждого подобного источника питания, является ВЧ преобразователь. Его назначение состоит в формировании на обмотке трансформатора из выпрямленного напряжения первичной сети импульсного напряжения требуемой формы. Вид получаемого импульсного напряжения определяется типом используемого трансформатора, с помощью которого происходит передача энергии в нагрузку и обеспечивается гальваническая развязка от источника первичного напряжения. Собственно группа элементов формирователя напряжения специальной формы вместе с трансформатором и составляют ВЧ преобразователь. Его параметры и надежность работы являются определяющим фактором функционирования источника питания и, конечно, блоков нагрузки. Работа всех ИБП основана на том же принципе преобразования энергии, а схемотехнические решения различаются способами подключения ВЧ трансформаторов к активной части преобразователей и методами стабилизации выходного напряжения.

В данной книге рассмотрены преобразователи напряжения первичной сети 220 В, 50 Гц с номинальной мощностью до 500 Вт, поэтому особое внимание при описании ВЧ преобразователей уделено применению высоковольтных активных компонентов — транзисторов и диодов, — элементов для фильтрации выпрямленного напряжения, а также критериям их подбора для использования в импульсных источниках питания.

В настоящее время в ИБП применяются два основных типа ВЧ преобразователей — одно- и двухтактные. Оба типа используются как в схемах с авто генератором на силовых элементах (транзисторах), так и в схемах с внешним управлением. Во втором случае силовые активные элементы работают в режиме усилителей мощности.

Пример силового каскада, выполненного по автогенераторной схеме, представлен на рис. 1.3.

Каскад выполнен на транзисторе по схеме релаксационного импульсного генератора. Схема содержит один трансформатор TV, на котором размещены все обмотки. Входное напряжение питания U поступает на коллектор транзистора ЧТ через первичную обмотку W1 трансформатора TV. Сигнал

обратной связи подается на базу транзистора ЧТ с обмотки WЗ. Начало каждой обмотки обозначено точкой. Ко вторичной обмотке W2 последовательно подключены выпрямительный диод VD, конденсатор С и условная нагрузка Кн. Важной особенностью выполнения одноактных преобразователей является способ подключения выпрямительного диода во вторичной цепи. Способ подключения диода, согласно рис. 1.3, называется обратным, так как диод VD открывается при закрытом транзисторе ЧТ и закрывается при открывании транзистора VT. Ток коллектора транзистора VT при этом имеет форму, показанную на рис. 1.4.

Автогенераторный преобразователь работает следующим образом. В начальный момент времени при подаче напряжения питания U на схему через резистор RcM на базу транзистора VT поступает отпирающий положительный потенциал. Транзистор начинает открываться, через него и первичную обмотку W1 трансформатора TV протекает нарастающий ток, который вызывает увеличение магнитного потока в сердечнике трансформатора. При этом в обмотке обратной связи WЗ наводится ЭДС самоиндукции. Обмотки Wi и WЗ подключаются к элементам схемы таким образом, что наведенная в обмотке WЗ ЭДС способствует отпиранию транзистора VT. Резистор R6 определяет ток, протекающий через базовый переход транзистора VT. Когда ток коллектора транзистора ЧТ достигает максимального значения, нарастание магнитного потока в сердечнике трансформатора ТЧ прекращается. Полярность напряжения на обмотке обратной связи WЗ меняется на противоположную, и транзистор VT запирается.

В зависимости от полярности подключения выпрямительного диода VD во вторичной цепи изменяется способ передачи энергии в нагрузку. В ВЧ преобразователе, собранном согласно рис. 1.3, при открытом транзисторе VT к первичной обмотке приложено напряжение UД — UД Д. Во вторичную обмотку происходит передача импульса длительностью tД (cм. рис. 1А.). В этот момент положительное напряжение оказывается приложенным к закрытому диоду VD, который отключает вторичную обмотку от нагрузки.

В течение времени (время паузы), то есть когда транзистор VT закрыт, полярность напряжения во всех обмотках меняется на противоположную, диод VD открывается и напряжение с обмотки W2 поступает на фильтр (конденсатор С) и нагрузку, при этом конденсатор заряжается. Конденсатором С накапливается энергия, расходуемая во время следующего цикла, когда транзистор снова открывается, а выпрямляющий диод VD запирается. Таким образом обеспечивается протекание через нагрузку постоянного тока. Сглаживающий фильтр образуется конденсатором и индуктивностью вторичной обмотки W2 трансформатора TV.

На рис. 1.5 представлена схема подключения нагрузки с прямым включением выпрямительного диода (рис. 1.5а) и форма коллекторного тока (рис. 1.5б), соответствующая данной схеме,

В схеме (см. рис. 1.5а) энергия передается в нагрузку синхронно с открыванием силового транзистора — интервал t (см. рис. 1.5б).

Эквивалентные схемы, поясняющие процессы, протекающие в каскаде с прямым включением диода, изображены на рис. 1.6.

На рис. 1.6 транзистор представлен в виде ключа— SW1, который включается и выключается в определенные моменты времени (стрелками указано направление протекания тока).

В момент открывания транзистора и передачи энергии во вторичную цепь (как показано на эквивалентной схеме рис. 1.6а, где IC фильтр и нагрузка подключены к источнику напряжения U) ток I, протекая в нагрузку Кн через дроссель, входящий в состав фильтра, запасает в нем энергию. Величину накопленной энергии можно вычислить по формуле:

W=0,5 L_фI_н²t_u

Конденсатор сглаживающего фильтра С в течение действия импульса t (при замкнутом ключе SW1) заряжается до напряжения U .

Во время паузы t, когда энергия от первичного источника не подается (см. рис. 1.66, ключ SW1 разомкнут), запасенная в дросселе 1.ф энергия поступает в нагрузку Кн. Замкнутый контур (протекание тока нагрузки 1 ) образуется цепью из дросселя Lф (нагрузки Кн) блокирующего диода VD2.

Длительности импульсов (времени открытого состояния силового транзистора) и пауз в одноактных преобразователях определяются напряжением питания сети, индуктивными параметрами обмоток высокочастотного трансформатора и могут быть рассчитаны по формулам:

t_u — I_{k max} L₁/ U_n (1.1)

t_n = I_{k max} L₂W_I /U_нW₂ (1.2)

Из приведенных соотношений видно, что в общем случае длительности импульса t и паузы t не равны. В течение всего цикла работы ВЧ преобразователя через обмотки трансформатора в противоположных направлениях протекают токи, которые воздействуют на сердечник трансформатора, перемагничивая его. Так как длительности действия импульса и паузы не совпадают, не происходит и полной взаимной компенсации магнитных потоков, и сердечник постепенно намагничивается посредством наиболее длительного сигнала. Снижаются его магнитная проницаемость, уменьшается индуктивность трансформатора, эффективность работы преобразователя падает. В этом случае нужно применять либо магнитопроводы с заведомо увеличенной мощностью рассеяния, что приведет к неоправданному возрастанию габаритов источника питания, либо, что более правильно, специальные меры по устранению или компенсации эффекта подмагничивания.

На практике используется несколько вариантов принудительного компенсационного подмагничивания сердечника с помощью технологических приемов или дополнительно установленных элементов. Одним из способов является выполнение сердечника трансформатора на магнитопроводе с небольшим воздушным зазором. Однако это не всегда удобно и технологично, особенно в трансформаторах на кольцевых сердечниках. В качестве элемента для дополнительного перемагничивания может служить блокировочный конденсатор, устанавливаемый параллельно первичной обмотке трансформатора. Во время паузы, когда транзистор закрывается, конденсатор постепенно разряжается через первичную обмотку трансформатора. Разрядный ток создает магнитный поток, который перемагничивает сердечник. Величина этого конденсатора должна быть такой, чтобы длительность паузы составляла не менее четверти периода колебаний контура, образованного индуктивностью первичной обмотки трансформатора L1 и емкостью блокировочного конденсатора.

В преобразователях с прямым включением диода для устранения намагничивания сердечника трансформатора может быть использована дополнительная цепь, состоящая из диода и обмотки, намотанной на тот же сердечник. Фрагмент принципиальной схемы силовой цепи такого ВЧ преобразователя представлен на рис. 1.7.

В данном случае размагничивающая обмотка включена последовательно с диодом ЧРЗ. Обязательно обратите внимание на ее подключение к элементам схемы, обозначенное точками у начала обмотки.

В момент закрывания силового транзистора часть накопленной в трансформаторе энергии возвращается в источник питания через диод ЧЭЗ. Величина тока, проходящего через возвратный диод ЧРЗ, обратно пропорциональна числу витков подключенной к нему компенсационной обмотки. Поэтому для снижения импульсного тока, протекающего через этот диод, можно увеличивать число ее витков. Однако при этом должно выполняться следующее соотношение чисел витков компенсационной и коллекторной обмоток:

Завершая описание и сравнение схем одноактных преобразователей с прямым и обратным включением выпрямительного диода в цепи нагрузки, приведем выражение для определения величин соответственно максимального импульсного тока коллектора силового транзистора и тока, протекающего через первичную обмотку импульсного трансформатора.

Из приведенных соотношений видно, что величины токов в преобразователях отличаются практически в два раза. Это предъявляет более жесткие требования к подбору транзисторов для источника питания с обратным включением диода. Сечение провода первичной обмотки трансформатора также должно быть различным. Следует отметить, что выбросы коллекторного напряжения на силовом транзисторе с индуктивной нагрузкой (в данном случае — первичной обмоткой импульсного трансформатора) могут достигать, значения 4U . Для устранения перенапряжения на коллекторе транзистора в схемы вводятся дополнительные защитные (демпфирующие) цепи. Граничные параметры по максимальным значениям импульсного тока и напряжения на коллекторе транзистора являются определяющими при подборе элементов для замены неисправных.

Передача энергии в нагрузку (или ее накопление) в одноактных преобразователях производится только в течение интервала времени tД — открытого состояния силового транзистора. Более равномерное поступление энергии обеспечивают двухтактные преобразователи. Рассмотрим принципы их функционирования на примерах автогенераторных схем с насыщающимся трансформатором питания и переключающим трансформатором.

Схема двухтактного преобразователя с насыщающимся трансформатором представлена на рис. 1.8. Силовой каскад образуют два транзистора VT1 и VT2, трансформатор TV и элементы смещения— резисторы Ксм и R6. Обмотки трансформатора W61 и W62 включены в базовые цепи транзисторов. Коллекторы транзисторов подсоединены к положительному полюсу источника питания через обмотки Жк, что определяется только типом проводимости транзисторов, используемых в данном примере. Вторичная цепь образована двумя бифилярно намотанными обмотками W2 и W2, нагруженными на двухполупериодный выпрямитель (диоды VD1 и VD2), к которому подключены конденсатор фильтра С и условное сопротивление нагрузки Кн.

Для нормальной работы преобразователя (см. рис. 1.8) сердечник трансформатора должен быть выполнен из материала с прямоугольной петлей гистерезиса (пермаллой, термостабильный феррит). Обмотки трансформатора TV включаются таким образом, чтобы обеспечивать положительную обратную связь и поддерживать режим автоколебаний. Поэтому начала обмоток на рис. 1.8 обозначены точками.

Работа автогенератора начинается после подачи на него напряжения питания. Из-за различия характеристик транзисторов в начальный момент времени один из них начинает открываться, в данном случае пусть это будет транзистор VT1. Через транзистор VT1 и, следовательно, через обмотку Жк1

начинает протекать ток. При этом во всех обмотках трансформатора TV наводится ЭДС, полярность которой определяется направлением их намотки. Полярность ЭДС, наводимой в обмотках W61 и Жк1 совпадает, и наведенная в обмотке W61 ЭДС полностью открывает транзистор VT1. Транзистор VT2 при этом закрывается. Данный процесс продолжается до насыщения сердечника, после чего наведенная в обмотках ЭДС уменьшается до нуля и меняет свою полярность. Теперь закрывается транзистор VT1, а VT2 начинает открываться. Процесс продолжается до момента, когда VT2 полностью откроется, а VT1 — закроется, после чего цикл повторяется. Таким образом, напряжение питания поочередно оказывается приложенным то к обмотке W1, то к Wz2. На вторичной обмотке трансформатора формируется переменный сигнал из прямоугольных импульсов, которые после выпрямления поступают в нагрузку. При открытом транзисторе VT1 полярность вторичного напряжения должна быть такова, чтобы диод VD2 оказывался смещенным в прямом направлении, а диод VD1— в обратном. Через диод VD2 протекает ток, которым заряжается конденсатор фильтра С. После закрытия транзистора VT1 и открытия ЧТ2 на вторичной обмотке полярность напряжения меняется и в этом случае диоды выпрямителя VD1 и VD2 также меняют свое состояние на противоположное. Диод VD2 оказывается запертым, а диод VD1 — открытым. Теперь конденсатор заряжается током, протекающим через диод ЧР1. Таким образом, при использовании двухтактного преобразователя и двухполупериодного выпрямителя поступление энергии во вторичную цепь происходит равномерно в течение всего цикла работы преобразователя.

Частота коммутации транзисторов преобразователя определяется выражением:

(1.7)

в котором:

В — индукция насыщения материала сердечника трансформатора,

%к — число витков в коллекторной обмотке;

S, — сечение магнитопровода;

k, — коэффициент заполнения сердечника магнитным материалом, значение которого определяется типом материала сердечника (его величина лежит в диапазоне 0,83 — 1,0);

UД — напряжение питания преобразователя;

U— напряжение насыщения силового транзистора.

В выражении (1.7) присутствует параметр Чк, это предполагает, что индуктивные характеристики полуобморок Жк1 и Жк2 одинаковы. Если это условие не будет выполняться, то длительности открытого состояния каждого из транзисторов будут разными. Нарушится принцип симметричного перемагничивания сердечника, и начнется постепенное его намагничивание. Если этот процесс будет продолжаться, то произойдет насыщение материала магнитопровода. Индуктивное сопротивление обмоток трансформатора значительно снизится, ток, проходящий через транзисторы, будет неконтролируемо увеличиваться, что приведет к выходу их из строя.

Важным условием повышения КПД преобразователя любого типа и обеспечения необходимого теплового режима является обеспечение максимальной скорости переключения транзисторов. В идеальной схеме силовые транзисторы преобразователя находятся в двух состояниях: насыщения и отсечки (полностью закрыты). В первом случае через транзистор протекает максимальный ток, но напряжение на нем равно минимально возможному — напряжению насыщения, поэтому мощность на транзисторе выделяется минимальная. В состоянии отсечки ток через транзистор не протекает, а напряжение на нем равно напряжению источника питания. Мощность и во втором случае минимальная. Однако в реальных условиях переход транзистора из одного состояния в другое занимает определенное время, в течение которого транзистор находится в промежуточных состояниях. Чем больше времени занимает переходный процесс, тем больше тепловой энергии рассеивается на транзисторе. Для снижения длительностей коммутационных фронтов импульсов параллельно резисторам R6 устанавливаются форсирующие конденсаторы Сб. Для выбора номинала емкостей этих конденсаторов следует руководствоваться следующим условием:

Еще одним фактором, оказывающим большое влияние на работу преобразователя, являются инерционные свойства диодов, установленных в выпрямителе вторичной цепи. Эти свойства характеризуются временем рассасывания избыточных носителей заряда и временем восстановления обратного сопротивления. У диодов, используемых в выпрямителях импульсных преобразователей, значения этих параметров должны иметь минимальную величину (порядка нескольких наносекунд). Такими параметрами могут обладать высокочастотные или импульсные безинерционные диоды. В рабочем режиме диоды выпрямителя (см. рис. 1.8) находятся в открытом состоянии попеременно. В момент переключения оба диода на некоторое время оказываются в открытом состоянии, так как один из них начинает закрываться, а второй только открывается. Следовательно, во время переходного процесса переключения, длительность которого и определяется инерционными свойствами диодов, вторичная обмотка на короткий промежуток времени закорачивается этими диодами. Это приводит к возрастанию коллекторного тока из-за кратков- ременного возрастания нагрузки, перегреву транзисторов и искажению формы фронта импульсного напряжения, увеличивая его длительность. Воздействие инерционных свойств диодов на силовые транзисторы заключается в том, что транзисторы некоторое время оказываются одновременно открытыми и через них протекают сквозные токи. Это вызывает дополнительные потери мощности и может быть причиной пробоя транзистора.

Конденсатор емкостного фильтра С, установленный в нагрузочной цепи, во время коммутационных процессов разряжается не только через нагрузочную цепь, но и через вторичную обмотку трансформатора. В эти моменты пульсации выходного напряжения вторичной цепи существенно возрастают. Величина емкости сглаживающего фильтра определяется допустимым уровнем пульсаций напряжения на нагрузки и может быть вычислена по формуле:

I — номинальный выходной ток;

U — номинальное выходное напряжение;

U — действующее напряжение вторичной обмотки трансформатора;

U — постоянное прямое напряжение на диоде;

U — допустимое напряжение пульсаций;

t — время рассасывания заряда выпрямительного диода;

t — длительность фронта импульсного сигнала.

Как видно из выражения (1.9), величина емкости конденсатора сглаживающего фильтра обратно пропорциональна длительности фронта импульса (Следовательно, уменьшая эту величину при заданном уровне пульсаций, получим возможность применять конденсаторы меньшей емкости, снизить массу и габариты источника питания. Одним из способов повышения эффективности этого параметра является применение в схеме автогенератора с насыщающимся трансформатором единого базового резистора Кб. Вариант схемы автогенератора с таким резистором представлен на рис. 1.9.

Пунктирными линиями на схеме показано возможное подключение дополнительного форсирующего конденсатора Сб, номинал которого определяется соотношением (1.8). Значительное увеличение емкости конденсатора Сб может привести к задержке переключения транзисторов с образованием паузы при переходе импульсного переменного напряжения через нулевое значение. Это может быть вызвано тем, что при малых напряжениях на базовых обмотках к базе каждого транзистора будет приложено небольшое запирающее смещение.

Для снижения пульсаций выходного напряжения в фильтре вторичной цепи может использоваться дроссель L элементов во вторичных цепях автогенераторных схем имеет свои особенности. Дело в том, что выпрямленный ток, протекающий через дроссель фильтра во время коммутации транзисторов и смены полярности импульсного напряжения, не может измениться мгновенно, сохраняя свое значение некоторое время практически постоянным. Этот фактор оказывает дополнительное негативное влияние на процесс переключения. Если в выпрямителе установлены диоды с большим временем рассасывания зарядов, то при смене полярности импульсного напряжения оба диода на какой-то промежуток времени оказываются открытыми, замыкая накоротко вторичную обмотку трансформатора. Во вторичной цепи происходит мгновенное увеличение нагрузки, в результате чего снизится приведенное к первичной обмотке сопротивление, что приведет к нарушению условия возникновения автоколебаний. В колебательном процессе может возникнуть пауза, а на нагрузке произойдет увеличение амплитуды пульсаций. Интервал восстановления условий автоколебаний будет зависеть от времени восстановления обратного сопротивления диодов и уменьшения тока через дроссель фильтра. Таким образом, если в выпрямителе будет установлен дроссель большой индуктивности, это может привести к срыву колебаний автогенератора.

Установка в выпрямителе безинерционные диодов значительно сокращает время протекания переходного процесса, в этом случае дроссель увеличивает вносимое эквивалентное сопротивление. Но рекомендации, приводимые в литературе, указывают на желательное использование чисто емкостных фильтров во избежание нежелательного влияния на работу автогенератора.

Преобразователи с насыщающимся трансформатором находят применение в устройствах с частотами генерации 20 — 50 кГц. Основным недостатком этих преобразователей является наличие всплесков тока коллектора в момент выключения транзисторов, что приводит к увеличению потерь и неполному использованию транзисторов по току. В этом отношении лучшие характеристики имеют преобразователи автогенераторного типа, построенные на основе переключающего трансформатора. Они работают в линейной области кривой намагничивания магнитопровода трансформатора.

Схема преобразователя с переключающим трансформатором представлена на рис. 1.10.

В отличие от всех схем, приведенных выше, преобразователь, показанный на рис. 1.10, наряду с силовым трансформатором ТЧ1 содержит дополнительный трансформатор управления ТЧ2. Диоды VD1 и VD2, подключенные к базовым переходам транзисторов, выполняют защитные функции, ограничивая напряжение перехода база-эмиттер U, Трансформатор TV1 работает без захода рабочей точки в область насыщения. Управление коммутацией силовых транзисторов осуществляется переключающим трансформатором ТЧ2. Резистор Roc, установленный в цепи обмотки обратной связи, предназначен для снижения бросков коллекторного тока при коммутации силовых транзисторов. Когда происходит насыщение магнитопровода трансформатора TV2, падение напряжения на резисторе Roc

резко, возрастает, базовый ток открытого транзистора уменьшается, и он начинает переходить в активный режим, вызывая начало переключения транзисторов автогенератора. Частота переключения транзисторов автогенератора определяется параметрами трансформатора TV2 в которой U, — напряжение на обмотке W1; W1 — число витков обмотки W1. Значение остальных коэффициентов аналогично приведенным для выражения (1.7), только их значения должны соответствовать параметрам магнитопровода трансформатора TV2. Величина резистора Roc влияет на значение напряжения U, обмотки W1 переключающего трансформатора TV2, поэтому изменением номинала резистора Roc в небольших пределах можно корректировать рабочую частоту преобразователя. Номинал резистора Roc определяется из следующего соотношения: коэффициент трансформации силового трансформатора TV1.

Для обеспечения постоянного тока базы транзистора в течение всей длительности импульса переключающий трансформатор изготавливается на магнитопроводе с малым током намагничивания, а в базовые цепи включаются токоограничивающие резисторы R6. Мощность переключающего трансформатора определяется максимальным током базы транзистора и напряжением на его вторичных (базовых) обмотках.

Реализация двухтактных автогенераторных схем предъявляет определенные требования к параметрам применяемых силовых транзисторов. Транзисторы должны быть однотипными и с максимально близкими параметрами. Так, большое различие коэффициентов передачи тока эмиттера hД, у транзисторов VT1 и VT2 может вызвать значительную асимметрию длительностей полупериодов импульсного переменного напряжения и подмагничивание выходного трансформатора TV1. Если сердечник трансформатора имеет прямоугольную петлю гистерезиса, то он постепенно перейдет в состояние насыщения. Во время коммутации тока на транзисторе с большим коэффициентом усиления будет наблюдаться всплеск коллекторного тока. На таком транзисторе будет рассеиваться больше тепловой энергии, чем на втором.

Во избежание насыщения сердечника магнитопровода выходного трансформатора TV i, он должен выполняться из материала с непрямоугольной петлей гистерезиса. Дополнительное симметрирование работы транзисторного каскада можно произвести подстройкой номиналов базовых резисторов Кб.

Заканчивая рассмотрение автогенераторных преобразователей напряжения, следует уделить внимание достоинствам и недостаткам их применения.

К неоспоримым достоинствам, представленных одно- и двухтактных схем можно отнести их относительную простоту и небольшое количество элементов для реализации силовой части. Применение таких схем рекомендуется в устройствах с потребляемой мощностью 30-40 Вт.

В заключение приведем наиболее существенные недостатки описанных выше вариантов автогенераторных высокочастотных преобразователей напряжения, ограничивающие их применение. К ним относятся:

• сложность получения симметричной формы импульсного сигнала и как следствие подмагничивание силового трансформатора, что ограничивает выходную мощность преобразователя;

• необходимость использования транзисторов с большим запасом по максимальным току и напряжению из-за возможных скачков тока и напряжения во время коммутационных процессов;

• помехи, возникающие во время коммутационных процессов, требуют тщательной дополнительной фильтрации, что может ограничивать их применение при работе с аналоговыми цепями;

• большая зависимость частоты автогенерации от параметров элементов схемы, первичного напряжения питания и температуры;

• возможная нестабильность работы при изменении нагрузки и критичность к параметрам цепи фильтрации вторичного напряжения (более подробное описание приведено в примере преобразователя с насыщающимся трансформатором);

• невозможность удовлетворительной регулировки уровня напряжения вторичной цепи прямым воздействием на автогенераторный каскад. Необходимость установки стабилизаторов во вторичной цепи и в этом случае существенное снижение КПД;

• трудность тестирования силового каскада преобразователя при проведении ремонтных работ.

Последний фактор имеет немаловажное значение. Режимы автогенератора рассчитываются с учетом реальных условий его функционирования и жестко от них зависят. Оценка и анализ отказа, особенно связанного с силовым каскадом, может проводиться только при отключенном напряжении питания. Безопасное включение сетевого преобразователя (с первичным питанием от 220 В) на пониженное напряжение в «щадящем» режиме для тестирования может оказаться бессмысленным, так как условия самовозбуждения не будут выполнены и преобразователь не запустится. Если произведенная замена неисправных элементов окажется неправильной или неполной, может произойти повторный отказ, и в результате выйдут из строя новые элементы. Ремонт таких источников требует особого внимания, предварительной подготовки и тщательного всестороннего анализа возникшей проблемы.

Перечисленные недостатки описанных выше преобразователей накладывают серьезные ограничения на их применение. В настоящее время более широко используются источники питания, структурная схема которых соответствует приведенной на рис. 1.2. Такие источники питания частично лишены недостатков, свойственных автогенераторным преобразователям. Они выгодно отличаются существенно большей экономичностью, предсказуемостью параметров, удобнее при проведении ремонтных и диагностических работ (эти вопросы будут подробно рассмотрены при описании методов поиска неисправностей в реальных схемах)

В значительной степени сложность и экономичность схемы источника питания зависит от выбранного способа управления силовым каскадом и методов стабилизации вторичных напряжений. Рассмотрим несколько возможных вариантов решения этих проблем.

1.2.2. Методы стабилизации напряжения в импульсных преобразователях напряжения

Как отмечалось выше, одним из основных преимуществ ИБП является возможность преобразования первичной электрической энергии с более высоким КПД по сравнению с обычными трансформаторными источниками питания. Чаще всего это достигается за счет стабилизации выходного напряжения воздействием на процесс функционирования силового усилительного каскада преобразователя напряжения. Только в многоканальных ИБП с различными нагрузочными возможностями каналов при необходимости применяются дополнительные линейные или импульсные стабилизаторы вторичного напряжения.

Для стабилизации величины выходного напряжения используются методы регулирования количества энергии, поступающей во вторичную цепь. Основными среди них являются: ШИМ, ЧИМ и релейная стабилизация напряжения. Эти методы отличаются способами воздействия на силовой (усилительный) каскад высокочастотного преобразователя, активные элементы которого работают в ключевом режиме. Как правило, система управления выполняется на маломощных компонентах, представляющих собой комбинацию аналоговых и цифровых элементов. Согласно рис. 1.2 узел регулирования состоит из:

• измерительной цепи, определяющей отклонение реальной величины напряжения нагрузки от номинального значения;

• схемы управления — формирователя конечной формы ВЧ сигнала, непосредственно воздействующего на силовые элементы преобразователя. В состав этого узла включены элементы, которые согласуют уровни сигналов и нагрузочную способность каскадов;

• задающего генератора — маломощная схема, формирования колебаний с базовыми характеристиками, которые подвергаются изменениям в схеме управления.

Принцип действия ШИМ стабилизации заключается в изменении длительности импульсов, усиливаемых силовым каскадом, без коррекции собственно частоты колебаний и их амплитуды. Длительность импульсов, формируемых схемой управления должна быть обратно пропорциональна величине напряжения на нагрузке, Процесс стабилизации вторичного напряжения с помощью ШИМ представлен на рис. 1.11а. Кривая U отражает изменение напряжения на нагрузке при отсутствии стабилизации. Характер изменения длительности импульсов в зависимости от UД показан на графике U временная шкала содержит отметки кратные Т — условному периоду следования импульсов.

В отличие от предыдущего способа, Ч ИМ стабилизация характеризуется модификацией частоты управляющего сигнала при постоянной длительности импульсов. На качественной диаграмме отработки частотным модулятором изменения напряжения UД, приведенной на рис. 1.116, показано изменение частоты импульсов, обратно пропорциональное значению UД.

В релейной системе стабилизации цепи управления отслеживают изменения напряжения на нагрузке и, когда его значение выходит за пределы допустимой зоны стабилизации, производится формирование импульсов, при воздействии которых и происходит «подкачка» энергии в цепь нагрузки. На рис. 1.11в изменением управляющего импульсного сигнала U изображено регулирование уровня напряжения на нагрузке UД. Уровнями Б и 0

задан диапазон, в рамках которого должно находиться U . Генерация импульса начинается в момент понижения UД

ниже уровня U а прекращается при его возрастании более установленного U,. Как видно из рисунка, частота следования импульсов и их длительность варьируется в широких пределах и определяется свойствами нагрузки.

Диаграммы показывают качественную сторону регулирования и не отражают реальную картину процессов с учетом задержек срабатывания схем и погрешностей измерений.

Способ ШИМ стабилизации, несмотря на некоторое схемотехническое усложнения узла по сравнению с двумя другими методами, нашел наиболее широкое применение на практике. Поэтому этот метод стабилизации вторичного напряжения будет рассмотрен наиболее подробно. ШИМ регуляторы имеют следующие преимущества:

• обеспечение высокого КПД и поддержание основной частоты преобразования независимо от изменения напряжения первичного питания и величины нагрузки. При этом частота пульсаций на нагрузке имеет постоянное значение, что важно при проектировании и использовании фильтров с расчетными характеристиками и может быть критичным для нагрузок с различным характером входного сопротивления;

• возможность применения цепей синхронизации частоты с внешним задающим генератором, обладающим заданными параметрами.

Все магнитопроводы имеют определенные ограничения по частотным характеристикам, поэтому стабильность частоты ШИМ преобразователя позволяет наиболее правильно выбирать материал сердечника для них и эффективно использовать их возможности.

Структурная схема ШИМ регулятора и его подключение к каскадам ПН представлена на рис, 1.12.

Напряжение на нагрузке в общем случае может быть произвольным, и поэтому устройство сравнения подключается к ней через делитель напряжения, Кроме того, предполагается, что напряжение на нагрузке находится в пределах, определяемых диапазоном регулировки, и во время работы в ней не возникает нештатной ситуации (короткое замыкание и т.п.). Устройство сравнения вырабатывает сигнал рассогласования, знак которого определяется соотношением сравниваемых входных сигналов — опорного напряжения и напряжения с выхода делителя напряжения. После необходимого усиления сигнал рассогласования U и сигнал специальной формы Р U>, выдаваемый формирователем опорного сигнала, подаются на второе устройство сравнения и компаратор напряжения. Компаратор выполняет квантование входного сигнала рассогласования. После компаратора сигнал управления U приобретает форму импульсов с заданными частотой и длительностью. Устройство согласования выполняет

усиление импульсного сигнала управления до уровня и мощности, необходимой для возбуждения усилителя мощности. Временное положение выходных импульсов компаратора относительно сигнала специальной формы зависит от выбранного метода формирования последнего.

Формирователь сигналов специальной формы может генерировать три вида сигналов заданной частоты: треугольной формы (рис. 1.13а), прямой пилы (положительное нарастание напряжения) (рис. 1.136) и обратной пилы (рис. 1.13в).

На устройстве сравнения 2 проводится сопоставление текущих значений усиленного сигнала рассогласования U и сигнала специальной формы. Из рис. 1.13а видно, что при совпадении величин этих сигналов происходит срабатывание компаратора. Импульс положительного напряжения на его выходе появляется в момент превышения напряжением U текущего значения U . На диаграмме для напряжения управления 0 видно, что формирование импульсного напряжения на выходе компаратора происходит с некоторым запаздываем по времени и уровню, что отражает реальную картину процессов в ШИМ регуляторе. Фронт (начало) импульса появляется, когда результирующее напряжение сравнения U совпадает с некоторым значением напряжения Ь. Спад (окончание) импульса формируется при значении U равном — Л. Этот эффект называют гистерезисом. Параметры гистерезиса зависят от скорости изменения напряжения U, а инерционность срабатывания элементов определяется временем рассасывания неосновных носителей в полупроводниковых приборах. В случае генерации сигнала треугольной формы сформированная импульсная последовательность имеет некоторое отклонение от частоты исходного сигнала специальной формы. В данном случае происходит модуляция импульсной последовательности как по длительности импульса, так и по частоте его следования.

На рис. 1.13б представлены временные диаграммы работы ШИМ регулятора, формирующего управляющую последовательность с модуляцией положения фронта импульса. В данном случае производится генерация пилообразного сигнала с положительным нарастанием напряжения. Фронт импульса (с учетом гистерезиса) начинает формироваться при

совпадении напряжений U и U на участке линейного нарастания последнего. Спад импульса жестко синхронизирован со спадом пилообразного напряжения. На нижней диаграмме рисунка показано, что спады импульсов следуют через одинаковые промежутки времени, равные периоду Т пилообразного сигнала.

Использование генератора, формирующего пилообразный сигнал с линейным спадом пилообразного напряжения, приведено на рис. 1.13в. Видно, что фронт импульса появляется в момент скачкообразного изменения пилообразного сигнала. Спад импульса сформирован при равенстве напряжений U и U>, когда U находится в интервале линейного спада. Таким образом, модуляция длительности импульса производится по его спаду. Фронты импульсов отстоят друг от друга на одинаковые промежутки времени, равные периоду Т колебаний обратного пилообразного сигнала.

Структурная схема формирователя, реализующего принцип ШИМ управления согласно рис. 1.13б, изображена на рис. 1.14.

Основные узлы формирователя ШИМ сигнала (см. рис. 1.14) могут быть выполнены как на дискретных компонентах, так и содержаться в одной интегральной микросхеме. Формирователь ШИМ включает в себя следующие элементы: генератор, ФПН, ИОН, линейные усилители DA1 — DA3, компаратор напряжения DA4, развязывающие диоды VD1 и VD2, делитель частоты на два DD1, цифровые логические элементы DD2.1 — DD2.2, каскад сопряжения с силовой частью преобразователя напряжения КС. Обычно в схему ШИМ регулятора включен каскад для защиты преобразователя от короткого замыкания в нагрузке, для упрощения не показанный на рис. 1.14.

Буферный усилитель DA3 своими входами— вход 3 и вход 4 — подключается к выходной точке канала вторичного напряжения. Вместе с функциями буферизации этот усилитель нормирует уровень

регулируемого напряжения (то есть выполняет функции делителя напряжения, приведенного на рис. 1 12) для возможности сопоставления его величины с номиналом источника опорного напряжения. Сравнение этих значений напряжения и выработка сигнала рассогласования производится усилителем DA2. Сигнал рассогласования через диод развязки VD2 подается на один из входов компаратора DA4. На второй вход компаратора поступает пилообразное напряжение, сформированное каскадом ФПН. Запуск каскада ФПН (начало линейного нарастания напряжения) и одновременный сброс процесса предыдущего периода происходит в момент прихода на него фронта импульса, вырабатываемого генератором. Генератор вырабатывает последовательность импульсов с относительно стабильными частотными характеристиками. Этим заканчивается работа ШИМ регулятора на уровне обработки аналоговых сигналов. Дальнейшее формирование ШИМ сигнала происходит цифровыми способами, при которых все активные; элементы, включая и дискретные из КС, функционируют в ключевых режимах. После обработки компаратором DA4 входных воздействий на его выходе появляется последовательность импульсов, синхронных с частотой пилообразного напряжения, но с модулированной длительностью самого импульса цифровой ШИМ сигнал. Эта последовательность поступает на входы цифровых элементов DD2.1, DD2.2, выполняющих логическую функцию И (схема совпадения по высокому логическому уровню). На второй вход каждого из элементов схемы DD2 подается последовательность импульсов, частота которых в два раза ниже исходных, формируемых генератором. Понижение частоты в два раза происходит на элементе РШ — D-триггере, включенном в режиме деления исходной частоты. Изменение состояния выходов триггера происходит при поступлении на его счетный вход С фронта импульса, формируемого генератором. На выходах триггера Q (прямой выход) и — 0 (инверсный выход) в каждый момент времени сигналы противофазны. В моменты совпадения высоких уровней сигналов от компаратора и сигналов от делителя частоты (триггера) на входах элементов DD2 и на их выходах появляются импульсы высокого уровня. Периодичность импульсов на выходе каждого из элементов DD2 совпадает с периодом исходной частоты генератора деленной на два. Графически процесс работы ШИМ регулятора показан в виде диаграмм на рис. 1.15. Т

очки на схеме (см. рис. 1.14), для которых приведены эпюры напряжений, отмечены цифрами в кружочках. Для наглядности на-второй диаграмме (см. рис. 1.15) кривые напряжений для точек 1 (пилообразное напряжение) и 2 (напряжение на выходе буферного усилителя DA1) совмещены.

Работа данного ШИМ регулятора осуществляется следующим образом: на каскад согласования КС от каждого из элементов схемы DD2 поступают две сдвинутые по времени последовательности импульсов. Это обусловлено спецификой построения силового каскада преобразователя напряжения. Длительность импульсов в каждой последовательности находится в обратно пропорциональной зависимости от текущей величины напряжения вторичной цепи (на нагрузке). Силовой каскад преобразователя находится в активном состоянии (передачи энергии) в нагрузку в течение действия на него модулированных по длительности импульсов. Так происходит регулировка выходного напряжения для поддержания его уровня в заданных пределах.

Усилительный каскад DA1 предусмотрен для отключения (блокировки) схемы ШИМ регулятора во время резкого возрастания потребления тока в нагрузке. Входы схемы DA1 подключаются к датчику тока, установленному в цепи нагрузки. Пока разность потенциалов на входах DA1 не превышает заданной величины, то есть ток потребления нагрузки не выходит за верхнюю допустимую границу, ШИМ регулятор работает в обычном режиме. В момент возрастания тока нагрузки выше установленного предела на выходе DA1 напряжение повышается до величины, достаточной для открывания диода Ч01. На катоде ЧШ создается положительное напряжение, закрывающее диод VD2. Сигнал рассогласования, поступающий от усилителя ошибки DA2 на вход компаратора DA4, шунтируется. Напряжение, установленное на входе компаратора, вызывает резкое сужение импульсов, поступающих от него на цифровые схемы DD2.1 и DD2.2. Силовая часть преобразователя переходит в защищенный режим работы, принудительно ограничивая уровень энергии, передаваемой на КС. ШИМ регулятор автоматически восстанавливает работоспособность после устранения перегрузки по выходу.

1.2.3. Основные схемы транзисторных усилителей мощности

Выше на примерах построения автогенераторных схем были представлены силовые каскады транзисторных ИБП, также подробно описаны режимы работы элементов и приведены расчетные соотношения для компонентов, входящих в состав однотактных силовых каскадов. Основные положения по структуре каскадов, схемам включения силовых активных и индуктивных элементов справедливы и для случаев их использования в качестве усилителей мощности, то есть основных узлов для преобразователей напряжения с внешним управлением.

В заключение рассмотрим схему так называемого полумостового усилителя, широко применяющегося в импульсных источниках питания мощностью до 500 Вт. Упрощенная схема полумостового усилителя мощности представлена на рис. 1.16.

На рис. 1.16 представлены два силовых транзистора VT1 иЧТ2 и два конденсатора С1 и С2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов С1, С2 и точкой соединения эмиттера ЧТ1 и коллектора VT2, подключается первичная обмотка трансформатора TV.

Действие схемы основано на поочередном открывании транзисторов VT1 и VT2, которые работают в ключевом режиме. Вывод первичной обмотки трансформатора TV, соединенный с транзисторами, попеременно подключается то к положительному полюсу первичного источника питания (ЧТ1 открыт, VT2 закрыт), то к отрицательному полюсу (VT2 открыт, VT1 закрыт). В первом случае ток протекает через транзистор ЧТ1 — обмотку трансформатора ТЧ — конденсатор С2. Во втором случае — через конденсатор С1 — обмотку трансформатора TV — транзистор VT2. Таким образом, в каждом цикле работы преобразователя через первичную обмотку трансформатора TV протекает ток как в прямом, так и обратном направлениях. При одинаковых временных интервалах открывания каждого из транзисторов и равенстве емкостей конденсаторов

С1 и С2 в точке их соединения устанавливается напряжение, равное половине напряжения питания- UД< Переменное напряжение на первичной обмотке ТЧ представляет собой импульсы прямоугольной формы, амплитуда которых близка к значению UД», Полный размах импульсного напряжения на этой обмотке равен напряжению первичного источника питания.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными на рис. 1.12 и рис. 1.14. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис. 1.15, могут быть поданы на базовые цепи транзисторов ЧТ1 и VT2 для управления работой этого усилителя мощности. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT1 и VT2, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения, Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания UД.

КПД источника питания. Таким образом, амплитудное значение импульсного тока, протекающего через транзисторы VT1 и VT2, сопоставимо с аналогичным параметром для однотактного каскада с обратным включением диода.

Схема, показанная на рис. 1.16, предполагает питание постоянным или выпрямленным и отфильтрованным напряжением. В качестве конденсаторов для С1 и С2 необходимо применять лакопленочные или бумажные конденсаторы, рассчитанные на применение в диапазоне частот работы высокочастотного преобразователя, при значительном напряжении пульсаций на них.

Представленная в настоящем разделе схема имеет ряд неоспоримых достоинств. Основным считается способ включения трансформатора ТЧ в силовую цепь, при котором исключается насыщение его сердечника вследствие разбросов по длительности и амплитуде воздействующих на него импульсов разной полярности. Используя схему внешнего управления, можно исключить протекание сквозных токов через транзисторы. Активные элементы, применяемые в полумостовом усилителе, могут иметь значительно низкие предельные параметры по напряжению, чем полупроводниковые приборы, используемые в однотактных каскадах.

Глава 2

Импульсный Источник Вторичного Электропитания Конструктива АТХ фирмы DTK

С момента появления системных блоков персональных компьютеров они практически все комплектовались импульсными источниками питания, построенными на основе импульсных преобразователей напряжения с бестрансформаторным подключением к первичной сети. Развитие вычислительной техники отразилось и на импульсных преобразователях. Функциональные усовершенствования привели к некоторой стандартизации подхода в их разработке, повышению характеристик надежности и показателей электромагнитной совместимости. Значительно улучшились массогабаритные показатели источников питания компьютеров.

Внедрение нового АТХ форм-фактора в конструкцию системного блока персонального компьютера, введенного фирмой IBM, было направлено на стандартизацию и унификацию узлов, традиционно входящих в состав ПЭВМ. Но введение нового стандарта повлияло и на требования к расширению функциональных возможностей отдельных компонентов. Определенным образом эти изменения затронули и блоки вторичного электропитания системного модуля.

Перечень требований, предъявляемых к проектированию и изготовлению блоков питания АТХ конструктива, приведен в документе «Руководство по проектированию источников питания» версия 0.9 (в оригинальном написании «Intel АТХ. Power supply design guide» version 0.9). Документ определяет требования по конструктивному исполнению, охлаждению, параметрам соединителей, временным параметрам выработки сигналов. В руководстве ряд требований предъявляется и к функциональным возможностям, а способы их реализации устанавливают фирмы-производители. Так, например, в нем указано лишь то, что источник питания должен иметь возможность работы от сети переменного тока с напряжениями 115 и 220 В, а способ селекции номинала этого напряжения жестко не регламентируется, то есть допускается как автоматическое определение, так и установка этого параметра переключателем.

Современные блоки питания имеют функцию дистанционного включения, независимый канал питания элементов дежурного режима с номиналом +5 В. В отличие от аналогичных блоков питания для компьютеров типа АТ, в блоках АТХ используется 20-контактный разъем подключения к системной плате, на который выведены все вторичные стабилизированные напряжения и служебные сигналы. Дополнением в части вторичных напряжений в варианте АТХ блока является достаточно мощный канал с номинальным постоянным напряжением +3,3 В.

2.1. Основные технические характеристики

Технические характеристики приведены для импульсного преобразователя с максимальной мощностью 200 Вт (суммарная вторичная мощность по всем каналам). Параметры, представленные в данном разделе, являются стандартными для блоков АТХ конструктива и могут быть использованы при работе с аналогичными изделиями других фирм-производителей. Распределение мощности в блоках питания по отдельным вторичным каналам отличаются в зависимости от максимальной мощности конкретного образца. Общие требования следующие:

• напряжения первичной питающей сети: 115 или 220 В;

• рабочий диапазон для первичных напряжений:

-для напряжения 115 В — 90 — 135 В;

- для напряжения 220 В — 180 — 265 В;

• диапазон частот первичного питающего напряжения — 47-63 Гц;

• устойчивость к нестабильности сетевого напряжения (на частотах 50-60 Гц), сохранение работоспособности при:

- изменении номинального значения напряжения на 10% в течение 0 — 500 мс;

- изменении действующего значения напряжения на 15А в течение 15 мин;

- провале/выбросе на 30% номинального значения напряжения в течение 0 — 0,5 периода переменного напряжения;

-потере работоспособности с последующим самовосстановлением при провале на 50%

действующего значения напряжения в течение 0

- 5 периодов переменного напряжения.

• КПД источника при полной нагрузке — не менее 68%;

• параметры дежурного режима (на вход PS-ON подан высокий логический уровень):

— КПД канала дежурного режима 5VSB — не менее 50% при токе нагрузки 500 мА;

— общая мощность потребления источника — не более 5 Вт при входном напряжении 230 В;

• размеры источника питания — 140х150х86 мм;

• диапазон рабочих температур от +10 до 50 С;

• максимальная влажность окружающей среды без конденсата не более 85%.

Номинальные значения каналов вторичных напряжений и их основные параметры приведены в табл. 2.1.

Измерения вторичных напряжений необходимо проводить на контактах разъемных соединителей, предназначенных для подключения к устройствам. Канал +3,3 В должен иметь запас по напряжению в 100 мВ для компенсации падения на соединительных проводниках и проводниках печатной платы.

Кроме того:

• суммарная мощность по каналам +5 В и +3,3 В не должна превышать 125 Вт;

• токовая нагрузка по каналу +5 В должна превышать или быть эквивалентной нагрузке канала+33 В;

• разница времени нарастания напряжения канала +5 В до минимального значения диапазона регулирования и соответствующего значения по каналу +3,3 В не должна быть более 20 мс;

• источник должен быть снабжен встроенной защитой цепей преобразователя от короткого замыкания по каналам +5 В и +12 В;

• общий провод питания вторичных каналов напряжения должен иметь соединение с металлическим корпусом источника питания;

• преобразователь должен сохранять значения выходных напряжений в течение 17 мс после отключения первичного питающего напряжения;

• пульсации определяются как случайные или периодические отклонения от номинального значения напряжения с частотами в диапазоне от 10 Гц до 20 МГц. Для измерений должна использоваться емкостная нагрузка из комбинации керамического конденсатора емкостью 0,1 мкФ и электролитического конденсатора емкостью 10 мкФ.

Требования к условиям эксплуатации:

• температура полупроводниковых элементов в источнике питания не должна превышать +110 С при температуре окружающей среды +50 'С;

• корпус конденсаторов не должен нагреваться более 95% от максимального значения, приведенного в паспорте;

• используемые резисторы должны иметь запас по мощности не менее 30% от паспортного значения;

• изменение параметров элементов по максимально допустимым значениям напряжения и тока не должно быть более 10% при температуре +50 'С.

При любом повреждении цепи первичного преобразователя никакие части источника не должны воспламеняться, создавать задымление, вызывать различного рода шум, печатная плата не должна обугливаться и иметь оплавленные проводники.

2.2. Конструкция блока питания

Блоки питания для IBM совместимых компьютеров выпускаются в корпусах, унифицированных по габаритным и посадочным размерам. Все узлы блока питания расположены в металлическом корпусе, который служит для механической защиты элементов блока питания и электромагнитной экранировки. Металлический корпус состоит из двух деталей: основания и съемной крышки. И крышка, и основание имеют П-образную форму, у каждой есть по две боковые стенки. В конструкции основания предусмотрены резьбовые отверстия под винты саморезы. Крышка соединяется с основанием четырьмя саморезами. На основании винтами укрепляются все узлы блока питания. Электронные компоненты, блока питания располагаются на единой односторонней печатной плате, закрепленной винтами на донной части основания. Между платой и дном основания располагается изолирующая прокладка из синтетического материала. На одной из боковых стенок основания закреплены: вентилятор, сетевая вилка типа 1ЕС320 с тремя ножевыми контактами и аналогичная по конструкции розетка. Подключение сетевого напряжения к блоку производится стандартным шнуром через вилку с тремя ножевыми контактами. Розетка, установленная на корпусе, является транзитным разъемом для подключения к ней шнура питания монитора или иного устройства. На эту розетку подается напряжение сети непосредственно от корпусной вилки. Разводка питания на вилке и розетке осуществляется на одноименные крайние контакты. Средние (третьи) выводы каждого из этих приборных частей разъемов соединены между собой. К средним контактами подпаян проводник с металлическим лепестком конце. Лепесток механически соединяется с винтом, закрепленным на донной части основания. Такими образом выполняется подключение корпуса блока питания к контуру заземления через стандартный шнур питания. Рядом с разъемами на той же боковой стенке установлен вентилятор, который используется для охлаждения элементов блока питания. Для прохождения направленного воздушного потока перед вентилятором в корпусе сделаны отверстия (круглые или в виде закругленных прорезей). Воздушный поток движется из внутренней полости корпуса источника наружу. Такое направление движения воздуха снижает уровень пылевого загрязнения как блока питания, так и вычислительного средства, в котором он установлен.

На этой же стенке установлен переключатель (селектор входного напряжения), которым осуществляется выбор напряжения питающей сети 115 или 220 В. В модификациях источников питания, имеющих узел автоматического определения напряжения питающей сети, такой переключатель не устанавливается.

На второй боковой стенке основания имеются отверстия в виде продольных жалюзей для вентиляции и два эллиптических отверстия, через которые из блока питания выводятся кабели вторичных напряжений. Для дополнительной электроизоляции кабели вторичного питания выходят из блока питания через пластиковое кольцо. Это кольцо плотно зажимается стенками корпуса при сборке крышки и основания. На концах кабелей вторичных напряжений монтируются розетки разъемных соединителей трех типов. Все розетки имеют собственный «ключ» для правильного соединения с ответной частью. Проводники для каждого номинала напряжения и логического сигнала снабжены индивидуальной цветовой маркировкой. Хотя к цветовой гамме проводников нет твердых требований, однако большинство производителей придерживается некоторой унификации. Один 20-контактный разъем предназначен для подключения к системной плате персонального компьютера. Тип такого разъемного соединителя— MOLEX 39-01-2200 или аналогичный. Разводка разъема стандартизована. В табл. 2.2 приведена разводка вторичных напряжений и служебных сигналов по контактам этого разъема. С помощью четырех контактных разъемов большего размера подключаются периферийные устройства и вентилятор процессора. Тип этих разъемов обязательно должен быть аналогичным AMP 1-480424-0

либо MOLEX 8981-04Р. Цвет подводящих проводов и значение напряжений на контактах этих разъемов следующие: 1 — желтый, +12 В; 2,3 — черные, общий; 4 — красный, +5 В.

Самые маленькие розетки разъемов типа AMP 171822-4 предназначены для соединения с устройствами накопителей на гибких магнитных дисках. Цвет подводящих проводов и значение напряжений на контактах для них следующие: 1 — красный, +5 В; 2, 3 — черный, общий; 4 — желтый, +12 В.

Внимание! Для блоков питания с выходной мощностью 300 Вт применяется дополнительный разъем типа MOI.EX 90331-0010. Цвет подводящих проводов и значение напряжений на контактах для него: 1, 2, 3 — черные, общий; 4, 5 — коричневый или оранжевый, +3,3 В; 6 — красный, +5 В.

Как правило, на внешней стороне корпуса источника питания наклеена этикетка, на которой приведена цветовая маркировки проводников вторичного питания для данного изделия. В этом случае при работе следует использовать сведения, приведенные на этикетке.

В корпусе системного модуля компьютера блок питания крепится таким образом, что его стенка с установленными приборными частями разъемов и вентилятором выходят на тыльную сторону корпуса. Противоположная боковая стенка основания и кабели вторичных напряжений с разъемными соединителями находятся внутри корпуса системного модуля.

Поскольку первичное напряжение питания подается на входные цепи АТХ блока питания непосредственно, сетевой выключатель для него в компьютерной системе отсутствует. Системная плата компьютеров АТХ конструктива содержит узел формирования маломощных сигналов для управления состоянием входной цепи PS-ON блока питания. Узел находится постоянно под напряжением, поступающим от специального каскада блока питания — автогенераторного источника для питания элементов схемы дежурного режима. Питание на узел подается независимо от режима работы остальной схемы компьютера. Включение/выключение блока питания и устройств компьютера производится коммутацией кнопки Switch power, установленной на лицевой панели системного модуля компьютера.

2.3. Структурная схема

Структурная схема импульсного блока питания персонального компьютера конструктива АТХ приведена на рис. 2.1.

Входное переменное напряжение 220 В, 50 Гц поступает на входной каскад импульсного преобразователя напряжения — на сетевой фильтр. Этот узел предназначен для подавления помех, возникающих в промышленной сети переменного тока и проникающих на вход данного источника питания. В направлении от данного источника питания в сеть распространяются помехи, производимые самим преобразователем и частично импульсными устройствами электронной схемы вычислительного средства. Помеха такого рода является кондуктивной, то есть может распространяться в проводах питающей сети и по проводникам вторичного питания источника. Помехи, распространяющиеся по проводам, могут быть симметричными и несимметричными. Так как заранее вид помехи предсказать трудно, то схема фильтра строится в расчете на подавление обоих видов помех.

К выходу сетевого фильтра подключается выпрямитель, выполненный по двухполупериодный схеме. В его состав входит селектор входного питающего напряжения — переключатель, установленный в корпусе источника питания. Позиции переключателя обозначены на его движке. Положение переключателя определяется по маркировке, которая видна через специальное окошко. С его помощью осуществляется выбор номинала напряжения питающей сети i i5 или 220 В. Нагрузкой выпрямителя являются: полумостовой усилитель мощности основного высокочастотного преобразователя напряжения первичной сети и маломощная схема автогенераторного вспомогательного источника.

Во вторичную цепь АВИ включена схема линейного параметрического стабилизатора для формирования напряжения +5 В, обеспечивающая питание элементов компьютера в течение дежурного режима.

Для гальванической развязки с вторичными напряжениями питания к усилителю мощности подключен импульсный трансформатор ТЗ. Позиционное обозначение трансформатора соответствует принципиальной схеме источника питания. Импульсные напряжения с вторичных обмоток трансформатора поступают на блок выпрямителей. В схемах выпрямителей вторичных напряжений используются диоды различных модификаций, что определяется номинальной токовой нагрузкой каждого отдельного канала. Во вторичном канале напряжения+3,3 В введен дополнительный стабилизатор. Регулировка и подстройка номиналов вторичных напряжений по всем каналам осуществляется с помощью системы обратной связи, вход которой подключен к выходам блока фильтров.

Для управления работой усилителя мощности в цепи обратной связи применен каскад широтно- импульсного модулятора длительности импульсов возбуждения. После сравнения поступившего сигнала с эталонным уровнем, ШИМ каскад формирует сигналы об увеличении поступления энергии во вторичную цепь или о ее сокращении. В соответствии с этим производится модуляция длительности импульсов, которые через согласующий каскад, усиливающий их, подаются на входные цепи усилителя мощности.

Воздействие на ШИМ регулятор оказывается не только при изменении вторичных напряжений в пределах диапазона регулирования, соответствующего нормальной работе, но и в случае возникновения экстренной ситуации (неконтролируемого увеличения или снижения напряжений на нагрузке). Ключевая СИП воздействует на ШИМ модулятор, блокируя его работу в случае возникновения аномальных процессов в цепи нагрузки.

2.4. Принципиальная схема

Полная принципиальная схема бестрансформаторного источника питания с максимальной вторичной мощностью 200 Вт фирмы DTK представлена на рис. 2.2.

Все элементы на принципиальной схеме (см. рис.2.2) расположены на одной односторонней печатной плате. Здесь не показаны разъемы подключения сетевого питания и выключатель, который находится на системном модуле персонального компьютера, Элементная база, использованная в данной схеме, рассчитана на нагрузочные параметры, приведенные в разделе 2.1. Увеличение потребляемой от источника питания мощности сверх норм, указанных в разделе 2.1, приведет к защитному отключению преобразователя. Для защитного отключения схемы первичного, преобразования входного напряжения при неисправностях во входной цепи перед помехоподавляющим фильтром установлен плавкий предохранитель. Наличие плавкого предохранителя обязательно и является выполнением соответствующего требования «Руководства по проектированию источников питания» версия 0.9. Ток его срабатывания составляет 5 А при уровне питающего напряжения 250 В. Предельные параметры предохранителя выбраны с учетом технологического запаса. Необходимость выбора предохранителя с таким запасом обусловлена использованием емкостного фильтра, ~ установленного после диодного выпрямителя.

В соответствии с законом коммутации, напряжение конденсаторе не может изменяться мгновенно (скачком), то есть в начальный момент-подключения преобразователя к питающей сети конденсаторы фильтра С5 и С6 представляют собой коротко замкнутые элементы. В этот момент через цепь входного фильтра происходит скачок тока, который снижается по мере зарядки этих конденсаторов. В процессе нормальной работы преобразователя общий ток потребления, протекающий через предохранитель, определяется величиной подключенной нагрузки и КПД источника. Типономинал предохранителя выбирается с учетом максимального первоначального броска тока. В качестве ограничителя пускового тока и для обеспечения плавной зарядки емкостей преобразователя используется терморезистор NTCR1. Терморезистор, имеет отрицательный коэффициент сопротивления (обозначен ва схеме — t) и соответственно при нагревании сопротивление этого резистора уменьшается. В исходном (холодном) состоянии терморезистор имеет сопротивление, равное нескольким Омом, поэтому в начальный (пусковой) момент он выполняет функции ограничителя тока. В процессе работы схемы преобразователя происходит постепенный разогрев терморезистора, при этом его сопротивление снижается до нескольких десятых долей ома. В рабочем режиме он не оказывает заметного влияния не только на работу схемы, но и на его энергетические показатели источника питания.

Далее по схеме между предохранителем и диодным выпрямителем включен индуктивно-емкостной сетевой фильтр, выполненный на элементах С1, Т1, С2, Т5, СЗ и С4. Фильтр осуществляет функции помехоподавления как для внешних помех, проникающих из питающей сети на вход источника, так и для внутренних, возникающих при работе ВЧ преобразователя. В фильтре использованы индуктивные элементы, изготовленные с применением высокочастотных ферритовых сердечников — дросселей Т1 и Т5. Поскольку в современных аппаратных средствах вычислительной техники применяются импульсные устройства (цифровые логические элементы электронных схем, импульсные источники питания), основной спектр помех смещен в область частот с нижней границей 20 — 30 кГц. Помехи, проникающие в сеть от вычислительных средств, являются комбинацией частотных составляющих, появляющихся в результате импульсных помех преобразователя напряжения и информационных составляющих обрабатываемых данных. Для подавления несимметричных помех используется звено П-типа, состоящее из нескольких элементов: конденсатора С1, дросселя Т1 и конденсатора С2. Второе звено фильтра, выполненное на следующих элементах: конденсаторе С2, дросселе Т5 с двумя обмотками включенными навстречу друг другу (отмечено на схеме точками), конденсаторах С4 и СЗ, — предназначено для фильтрации симметричных помех. Элементы фильтра выбраны таким образом, что затухание помех по мере увеличения частоты их спектральных составляющих относительно частоты среза фильтра непрерывно возрастает. Энергия, накопленная в индуктивно-емкостных элементах входного фильтра, позволяет компенсировать кратковременные сбои питающего напряжения (см. пункты соответствующих параметров в разделе 3.1). Точка соединения конденсаторов С4 и СЗ выведена на корпус и подключается к защитному заземлению, Подобная конструкция помехоподавляющего-фильтра предполагает обязательное заземления корпуса прибора. Если этого не сделать, то на корпусе будет присутствовать потенциал, равный половине питающего напряжения.

В данном варианте схемы импульсного источника питания не применяется автоматическое опознавание номинала напряжения первичной питающей сети. Значение входного напряжения выбирает пользователь и устанавливает его коммутацией

переключателя S1, который изображен на принципиальной схеме (см. рис. 2.2) над сетевым диодным выпрямителем на элементах D11 — Ш4. При напряжении первичной сети равном 220 В средний контакт переключателя остается свободным и никуда не подключается. Если работа источника питания должна производиться с питанием от напряжения 115 В, то средний контакт переключателя при коммутации соединяется с точкой соединения конденсаторов С5 и С6. Рассмотрим, как переключатель действует на схему.

В положении переключателя, соответствующем - входному переменному напряжению 220 В, в работе находятся все диоды двухполупериодного выпрямителя Ш1 — Ш4. Действующее значение выпрямленного напряжения, измеренного на положительной обкладке конденсатора С5 относительно отрицательной обкладки С6, составляет 220 В х х 1,41 = 310 В. Именно на напряжения, близкие к данной величине, рассчитаны все рабочие режимы усилителя мощности, вторичные цепи и параметры стабилизации ШИМ формирователя. Если сохранять схему выпрямителя без изменения, то при переходе на питание от пониженного напряжения, то есть 115 В, действующее значение напряжения должно снизиться до уровня 115 В х 1,41 = 162 В. Для того чтобы значение выпрямленного напряжения не изменилось переключателем подключают один из фазных проводов первичной сети к точке соединения конденсаторов С5 и C6. В этом случае схема подключения питающего напряжения выглядит так, как показано на рис. 2.3а. Переключатель S1 на этом рисунке показан в замкнутом положении.

Согласно схеме, приведенной на рис. 2За, в активной выпрямительной схеме реально работают только диоды Ш2 и Ш4. Диоды же D11 и D13 не влияют на состояние схемы, так как они оказываются шунтированными замкнутым переключателем S1. Таким образом, полученная схема эквивалентна схеме, представленной на рис. 2.3б. Такой вил выпрямителя известен, как схема с удвоением

входного напряжения. Выходное выпрямленное напряжение будет иметь значение =325 В. Условия работы основных каскадов по напряжению первичного питания сохранены и выполняются. Общая мощность потребления переменного тока источником питания от сети при изменении напряжения сохраняет свое значение. Но при питании от напряжения 115 В ток потребления возрастает примерно в два раза по сравнению с аналогичными условиями работы при питании источника от напряжения 220 В.

К установке переключателя селектора входного напряжения следует относиться особенно осторожно. Если селектор напряжения будет установлен в положение 115 В и в таком состоянии источник питания будет подключен к питающей сети на 220 В, то сработает схема удвоения напряжения. Напряжение на положительной обкладке конденсатора С5 будет стремиться к значению 220 В х 1 41 х 2 = = 620 В. Уровни рабочих напряжений большинства элементов не рассчитаны на такой режим электропитания. Поэтому произойдет пробой силовых транзисторов усилителя мощности, диодов выпрямительного моста, сгорит предохранитель и могут выйти из строя конденсаторы сетевого фильтра С5 и С6, предельное напряжение которых обычно не превышает более 200 В. Предохранитель не сможет защитить активные элементы схемы до их пробоя.

Менее критичным является включение источника питания в сеть 115 В с переключателем, установленным в положение 220 В. В этом случае значение входного напряжения будет ниже минимального значения, определенного в основных технических характеристиках в 180 В. Условия работы схемы не будут выполнены и преобразователь не запустится.

Плавкий предохранитель Fi перегорает, когда через пробитые транзисторы начинает протекать значительно увеличенный ток. Сгоревший предохранитель не позволит развиваться процессу повреждения источника питания. Контроль уровня входного напряжения выполняется с помощью двух варисторов Zi и Z2, установленных во входной цепи источника питания. Варисторы — нелинейные элементы, сопротивление которых зависит от приложенного к ним напряжения. Если напряжение на варисторе не превышает определенного значения, то его сопротивление остается высоким и практически не изменяется. В случае повышения напряжения его сопротивление резко снижается. Эта способность варисторов используется и для создания узла защиты от повышения входного питающего напряжения. Наиболее распространенный тип варисторов, применяемых в источниках питания, — 07D241.

Первый варистор — Zi постоянно подключен параллельно входным клеммам источника питания.

Он рассчитан на срабатывание при напряжении, превышающем значение 260 В, когда его сопротивление снижается настолько, что увеличенный ток выжигает предохранитель F f.

Варистор Z2 установлен между средней точкой конденсаторов С5 и С6 сетевого фильтра и корпусом источника питания. Этот элемент выполняет защитные функции при попадании потенциала на корпус прибора. Напряжение на Z2 в нормальных рабочих условиях не превышает 170 В или, если быть точным, 155 В при первичном питании от 220 В и 162 В при питании от 115 В. Попадание фазного напряжения на корпус вызовет увеличение напряжение на Z2, его сопротивление уменьшится и предохранитель F1 сгорит.

Общий принцип функционирования источника питания заключается в следующем. После подачи на вход источника переменного напряжения питания, выпрямления его диодным мостом на диодах D11 — D14 и фильтрации на сглаживающем фильтре, образованном дросселем Т и конденсаторами С5, С6, постоянное напряжение с номинальным значением 310 В поступает на каскад усилителя мощности, основными активными элементами которого являются транзисторы Q9, Q10, и на каскад однотактного высокочастотного преобразователя., Последний выполнен на транзисторе 3. Если выпрямленное питающее напряжение превышает =180 В х 1,41 = 254 В (уровень нижней границы питающего напряжения), происходит самовозбуждение преобразователя на ЯЗ. В состав каскада этого автогенератора входит трансформатор Т6, к вторичной обмотке которого подключены выпрямители на диодах D8 и D9, с выхода которых снимается напряжение для питания ШИМ формирователя и стабилизатора канала питания схемы компьютера в дежурном режиме (+5 VSB). Один вывод вторичной обмотки трансформатора Т6 подсоединен к общему проводу вторичного питания. Выпрямители ШИМ канала и стабилизатора напряжения питания в дежурном режиме подключены к двум включенным последовательно полуобмоткам трансформатора Т6. Выпрямитель ШИМ формирователя образован диодом D9. Фильтрация напряжения с выхода этого выпрямителя осуществляется конденсатором С24. Выпрямитель и фильтр канала дежурного режима (+5VSB) образован диодом D8 и конденсатором С14 соответственно. При поступлении питания ШИМ преобразователь запускается и начинает формировать импульсные сигналы для возбуждения усилителя мощности. Усилитель мощности выполнен на транзисторах Q9 и Q10 по полумостовой схеме. Для нормальной работы усилителя мощности необходимо, чтобы транзисторы открывались по очереди и в разные промежутки времени. Включение транзисторов в полумостовой схеме требует, чтобы была исключена возможность их одновременного открывания и протекания сквозного тока, так как это выведет них из строя. Обеспечение корректной работы транзисторов силового каскада выполняется логикой формирования управляющих последовательностей ШИМ регулятора.

С вторичных обмоток трансформатора ТЗ импульсные напряжения поступают во. вторичные цепи, где происходит их выпрямление и фильтрация. Полученные напряжения затем стабилизируются и используются для питания. К каналам вторичных напряжений подключены датчики, выполняющие функции измерительных цепей по выявлению короткого замыкания в нагрузке, неконтролируемого повышения напряжений по каналам и контролю текущего уровня основньи вторичных напряжений. Сигналы этих датчиков воздействуют на ШИМ преобразователь, определяя род его работы в каждый момент времени. Теперь последовательно рассмотрим функционирование и устройство всех основных узлов импульсного источника в следующей последовательности: автогенераторный вспомогательный источник на транзисторе ЯЗ, ШИМ регулятор и относящиеся к нему цепи, усилитель мощности, каналы вторичных напряжений, цепи защиты источника питания. Набор этих узлов является типовым для блоков питания АТХ форм-фактора. Их построение у разных фирм- производителей может отличаться в деталях, но основные принципы остаются неизменными. Ниже приводится информация, которая может служить базой для изучения или работы с аналогичными изделиями.

2.4.1. Автогенераторный вспомогательный источник

Автогенераторный вспомогательный источник ни транзисторе ()3 выполнен по схеме однотактного преобразователя с насыщающимся трансформатором. В выпрямителях вторичных каналов использована схема с обратным включением выпрямительного диода, то есть ток через диод и в нагрузку протекает во время закрытого состояния силового транзистора ЯЗ.

В момент подачи питания на каскад автогенератора на базу транзистора ЯЗ через последовательно соединенные резисторы R12 и R6 поступает напряжение начального смещения. Транзистор ()3 открывается, через него и первичную обмотку трансформатора Т6, подключенную между коллектором ЯЗ и положительным полюсом напряжения питания, начинает протекать ток. Этот ток наводит ЭДС

самоиндукции в обмотке обратной связи, намотанной на тот же сердечник и подключенной к базовой цепи транзистора Q3 таким образом, что возникший импульс положительной полярности через конденсатор С11 и резистор R6 проходит на базу Q3 и поддерживает процесс открывания транзистора ЯЗ. При этом транзистор переходит в состояние насыщения. Напряжение на нем минимально, а величина тока определяется индуктивным сопротивлением первичной обмотки Т6. Нарастание тока в первичной обмотке Т6 будет продолжаться до наступления насыщения его сердечника, затем прекращается импульс напряжения в обмотке обратной связи, поддерживающий транзистор Q3 в состоянии насыщения. После этого полярность напряжения на обмотке обратной связи резко меняется на противоположную, начинается процесс закрывания транзистора и перемагничивания сердечника. На базу транзистора ЯЗ поступает запирающий потенциал. Транзистор ()3 вновь открывается после перезарядки конденсатора С11 через резистор R12 и нарастания напряжения смещения на нем до уровня открывания транзистора Q3. Временные параметры работы данной схемы определяются значениями сопротивления резистора R12, емкости конденсатора С11 и индуктивными характеристиками обмоток трансформатора Т6.

Накопление энергии в сердечнике трансформатора Т6 происходит в течение открытого состояния транзистора. Вторичные обмотки трансформатора Т6 подключены к выпрямителям таким образом, что в момент открывания транзистора ()3 к выпрямительным диодам D8 и D9 поступает отрицательное запирающее напряжение. Когда полярность напряжения в обмотках трансформатора Тб меняется, транзистор ЯЗ закрывается и к диодам выпрямителей D8 и D9 подается отпирающее положительное напряжение. Диоды открываются, через них протекает ток на конденсаторы фильтров и в нагрузку.

Демпфирующая цепочка из диода D2, резистора R1 и конденсатора С10 снижает уровень выбросов напряжения при переключении транзистора. Ее необходимость становится очевидной в момент запирания транзистора, когда уровень-скачка напряжения без нее может достигать 4U = 1200 В.

Стабилитрон ZD2, резистор R7 и диод D7 работают в цепи смещения базовой цепи транзистора ЯЗ, а в моменты коммутации оказывают демпфирующее воздействие на переход база-эмиттер.

На рис. 2.4 приведены диаграммы напряжений в контрольных точках автогенераторного вспомогательного источника на транзисторе ЯЗ.

На верхней диаграмме представлен импульсный сигнал, формируемый на коллекторе транзистора ЯЗ. На средней диаграмме показано изменение напряжения в точке соединения конденсатора С11, базовой обмотки обратной связи и катода диода D7. Нижняя диаграмма отражает вид сигнала на базе транзистора ()3. В точке соединения резистора R7 и отрицательной обкладки конденсатора С16 в установившемся режиме работы напряжение имеет постоянную величину от — 8,2 до — 8,4 В, измеренную относительно потенциала отрицательной обкладки конденсатора С6 или эмиттера ЯЗ. Диаграммы напряжений получены при отсутствии нагрузки в канале напряжения питания дежурного режима. Единственным элементом нагрузки являлась схема ШИМ преобразователя — IC1.

Транзистор автогенератора установлен на печатной плате напротив вентилятора без дополнительного теплоотвода. Охлаждение его производится воздушным потоком. Этого оказывается достаточно для исключения перегрева, так как максимальная мощность данного автогенераторного вспомогательного источника, отдаваемая в нагрузку, составляет несколько ватт. Принципиальные схемы автогенераторов различных фирм-производителей для источников питания АТХ форм-фактора могут отличаться некоторыми деталями. В качестве примера приведем силовую часть схемы аналогичного назначения, используемую в импульсном преобразователе фирмы Linkworld. Фрагмент принципиальной схемы автогенератора вспомогательного канала, входящего в состав источника питания фирмы Linkworld, приведен на рис. 2.5.

Принцип действия автогенератора, построенного по схеме рис. 2.5, аналогичен рассмотренному выше принципу. В первичной цепи трансформатора TV включены две обмотки: W1 — первичная силовая обмотка, Woc — обмотка обратной связи, подсоединенные в базовой цепи транзистора VT1. Питание каскада осуществляется выпрямленным сетевым напряжением. Общие проводники первичной и вторичной цепей не имеют гальванических соединений. В качестве демпфирующей цепочки, подключенной к коллектору транзистора VT1, использованы последовательно соединенные резистор R5 с номиналом 100 Ом и конденсатор СЗ емкостью 2000 пФ. Вследствие того, что при работе на индуктивную нагрузку транзистор ЧТ1 испытывает большие перегрузки по напряжению, в схеме применен мощный транзистор типа 2С5027. Тип диодов VD1 и VD2 — 1N4148. Элемент ZD1 — маломощный стабилитрон с напряжением стабилизации 6,8 В. Резисторы имеют следующие номиналы: R1 — 1,5 кОм, R2 — 820 Ом, R3 — 470 кОм, R4 — 1,5 кОм. Конденсатор С1 — электролитический на напряжение 50 В и емкостью 10 мкФ. Конденсатор С2 — керамический, емкостью 4700 пФ. На рис. 2.5 цифрами в кружочках отмечены контрольные точки, для которых на рис. 2.6 приведены диаграммы напряжений.

Как видно из верхней диаграммы (см. рис. 2.6), частота генерации составляет =110 кГц. Величина напряжения на коллекторе практически достигает 700 В. На отрицательной обкладке конденсатора С1 (относительно положительной) в процессе работы устанавливается постоянное напряжение

Величиной 9,5 В. Измерения параметров данной схемы и снятие временных диаграмм производилось в отсутствие нагрузки по всем вторичным цепям, включая канал +5VSB.

Основные функции автогенераторной схемы заключаются в формировании начального напряжения питания, необходимого для запуска ШИМ преобразователя, и в обеспечении подачи напряжения на электронные узлы, когда компьютер находится в дежурном режиме работы.

Вторичная обмотка трансформатора Т6 одним выводом присоединена к общему проводу вторичной цепи питания. От средней точки вторичной обмотки сделан отвод для подключения выпрямителя канала дежурного режима. Выпрямитель выполнен на одном диоде D8, параллельно которому включена форсирующая емкость С13 для ускорения рассасывания избыточного заряда в полупроводниковой: структуре при подаче на диод запирающего напряжения. Катод диода D8 соединен с конденсатором фильтра С14 и входом VI параметрического стабилизатора 1СЗ. Параллельно входу IC3 подключен резистор R19 с номиналом 680 Ом.

В отсутствие нагрузки источника питания по всем каналам конденсаторы выпрямительных фильтров

заряжаются до амплитудного значения импульсного напряжения. В этом случае напряжение на выходе выпрямителя канала +5VSB составляет +20 В, а на катоде диода D9 (выпрямитель канала питания ШИМ преобразователя) оно равно +15 В.

Сравнивая две автогенераторные схемы, отметим различия в построении самого автогенератора и в подключении вторичных обмоток к нагрузочным цепям. В выпрямительной схеме источника питания фирмы DTK на стабилизатор канала 45VSB подается напряжение более высокого уровня, чем на схему электропитания ШИМ регулятора. А в схеме источника фирмы Linkworld наоборот. В этом случае напряжение питания микросхемы ШИМ регулятора в отсутствие потребления по каналу+5ЧБВ составляет примерно +35 В, а на входе микросхемы IC3 оно равно +17 В.

Согласно рекомендациям «Руководства...», о котором упоминалось выше, канал дежурного режима должен выдавать стабилизированное напряжение с номинальным значением +5 В постоянно, когда на источник питания подано первичное напряжение. Этот канал должен оставаться работоспособным, даже если остальные вторичные питающие напряжения отключены внешним сигналом высокого логического уровня, поданным на вход PS-ON источника питания. Напряжение дежурного канала необходимо для формирования самого сигнала PS-ON. Состояние дежурного режима может быть установлено, если существует необходимость запуска ПЭВМ через карту локальной сети (LAN-адаптер) или модем.

Минимальная токовая нагрузка, которую обязан обеспечивать канал дежурного режима, должна составлять 750 мА при уровне выходного напряжения 5 В (+5%). С развитием вычислительной техники энергетические потребности в мощности по каналу дежурного питания постепенно возрастают. Поэтому было принято условие: увеличение токовой нагрузки по этому каналу до значений 1 А или 1,5 А не должно приводить к выходу из строя элементов источника питания, работающих в этом канале. Канал должен быть снабжен встроенной защитом от перегрузки. Для выполнения этого требования и обеспечения стабилизации напряжения+5ЧБВ в канале установлен интегральный стабилизатор 7805 — микросхема I C3. Стабилизатор имеет встроенную защиту от перегрузки и перегрева. К выходу интегрального стабилизатора IC1/3 " подключен дополнительный фильтрующий конденсатор С16. При подаче входного напряжения питания к источнику на выходе стабилизатора IC3 формируется напряжение+5 В. Через резистор R22 выход этого стабилизатора подсоединяется к базовой цепи транзистора Q2. Таким образом, если на входе сигнала нет иного напряжения, подаваемого, например, от системной платы компьютера, то базовая цепь транзистора Q2 оказывается под воздействием высокого логического уровня, блокирующего работу основной схемы преобразователя. Вследствие чего происходит отключение вторичных напряжений.

Интегральные стабилизаторы напряжения положительной полярности серии 78ХХ содержат микросхемы с аналогичным схемотехническим построением и отличаются уровнями выходного напряжения. Выбран следующий ряд положительных напряжений стабилизации (в вольтах): 5, 6, 8, 8,5, 9, 12, 15. Стандартный допуск на отклонение выходного напряжения от номинального значения составляет +5%. Номинал выходного напряжения указывается в наименовании микросхемы вместо ХХ, например: ХХ = 05 — означает +5 В, ХХ = 85— это 8,5 В. В наименовании зарубежных микросхем перед типом прибора присутствует индекс, указывающий на фирму-производитель, например: mA78XX — фирма Fairchild, UA78XX — Texas Instruments и т.д. Функциональными аналогами этих стабилизаторов отечественного исполнения являются микросхемы серии КР142ЕНХХ, точность установки выходного напряжения в них составляет от +2 до +4% в зависимости от номинала выходного напряжения и исполнения корпуса. Нагрузочная способность стабилизаторов для различных модификаций равна 1 5 и 2 А. В отечественной маркировке цифра в конце не всегда соответствует значению напряжения стабилизации. Так, стабилизатор с номинальным выходным напряжением +9 В имеет обозначение КР142ЕН8А, а микросхема КР142ЕН5Б на выходе формирует напряжение +6 В. Для надежного определения типа прибора при проведении замены обязательно следует пользоваться справочной литературой.

На принципиальной схеме, показанной на рис. 2,2, представлена базовая схема включения стабилизатора типа 7805. Для ее работы требуется минимум внешних элементов, которыми являются, как правило, конденсаторы фильтров, подключаемых на его входе и выходе. Некоторые фирмы-производители подобных микросхем (что справедливо и для отечественных микросхем серии КР142ЕНХХ) рекомендуют устанавливать на входе дополнительный керамический конденсатор емкостью 0,33 — 2,2 мкФ. Физическое подключение данного конденсатора рекомендуется производить в непосредственной близости от входа стабилизатора. Это необходимо учитывать, когда микросхема стабилизатора соединена с выходом выпрямителя достаточно длинными проводниками. Керамический конденсатор устраняет генерацию, возникающую в стабилизаторе под влиянием паразитных индуктивностей и емкостей проводников печатного монтажа. Паразитный колебательный процесс возбуждается в момент скачкообразного изменения напряжения на входе стабилизатора. Амплитуда колебаний может превышать уровень максимально допустимого входного напряжения, что выведет из строя выходной мощный транзистор стабилизатора. Установка керамического конденсатора изменит характеристики контура распределенных реактивных элементов, нарушит условия возникновения генерации и входное напряжение будет нарастать плавно.

2.4.2. ШИМ регулятор

Преобразователь импульсов, действующий по принципу модуляции их ширины, является одним из основных каскадов импульсного источника питания. Принцип работы источника состоит в том, что от ШИМ регулятора зависит поступление всей энергии во вторичные цепи питания. Правильность же его работы определяют параметры стабилизации вторичных напряжений. Выше был описан (см. главу 1) общий принцип широтно-импульсной модуляции и его использование в импульсных источниках вторичного электропитания. В данном разделе будет рассмотрено практическое воплощение этого принципа на примере специального каскада, предназначенного для управления работой источника питания в компьютерах АТХ форм-фактора.

На принципиальной схеме, приведенной на рис.2.2, непосредственно к каскаду ШИМ преобразователя относятся узлы, построенные на следующих активных элементах:

• микросхема IC1 типа TL494 — ШИМ преобразователь. Цепи пассивных элементов, подключенные к микросхеме, задают динамическими параметры ее работы, а также являются составными частями датчиков контроля уровней вторичных напряжений;

• группа элементов на транзисторах Q7, Q8 и трансформаторе Т2 образует каскад согласования уровня и мощности импульсных сигналов между выходом ШИМ преобразователя и входными цепями усилителя мощности;

• узел на транзисторах Qi, Q2, ()4 — Q6 установлен для ШИМ регулятора с целью получения сигналов о неконтролируемом возрастании или понижении уровней вторичного напряжения, он используется также для защиты вторичной цепей.

Все основные преобразования ШИМ сигналов, а также их формирование осуществляется модулятором, выполненным на микросхеме типа TL494, Существует два типа корпусов, в которых выпускается данная микросхема. В источниках питания, как правило, используется пластиковый корпус DIP, имеющий 16 выводов. Полное наименование микросхемы в таком корпусе — TL494CN. Обозначению относится к микросхеме производства фирмы Texas Instruments. Функциональное назначение выводов микросхемы приведено в табл. 2.3. Соответствующие аналоги этой микросхемы выпускают и некоторое другие фирмы, причем каждая из них присваивает свое фирменное обозначение. Приведем примеры: фирма FUJITSU — MB3759, фирма SAMSUNG- КА7500, фирма FAIRCHILD — ma494, микросхема российского производства — КР1114ЕУ4, фирма

SHARP — IPЗMO2. Эта микросхема предназначена специально для построения ШИМ узлов. В корпусе микросхемы TL494CN заключены все необходимые каскады. Функциональная схема интегрального ШИМ преобразователя типа TL494 изображена на рис. 2.7.

Элементы, изображенные на функциональной схеме, имеют следующие наименования и назначение:

• на элементах, входящих в состав узла под общим названием «Генератор», собран основной каскад генератора пилообразного напряжения, временные характеристики колебаний которого задаются внешними элементами, подключаемыми к выводам 5 и 6;

• источник опорного напряжения предназначен для формирования стабильного напряжения с номинальным значением +5 В, используемого для работы каскадов сравнения и выработки напряжения ошибки. Точность источника опорного напряжения находится в пределах +5%; элемент DA1 — компаратор «мертвой зоны», временного интервала между выходными импульсами; «элемент DA2 — компаратор сравнения сигналов рассогласования и пилообразного напряжения — ШИМ компаратор;

• операционные усилители DA3 и DA4 — схемы выработки сигналов рассогласования;

• элементы с номерами DD1 — DD6 относятся к технике цифровой автоматики и выполняют логическую обработку сигнала, поступающего от ШИМ компаратора DA2;

• два транзистора VT1 и VT2 используются для построения усилителей уровня и мощности выходных импульсных последовательностей. Выводы коллекторов и эмиттеров этих транзисторов оставлены ненагруженными для расширения возможностей по их подключению к последующим каскадам.

Операционные усилители сигнала ошибки имеют рабочий диапазон входных напряжений от — 0,3 до 2 В. Последнее (наибольшее) значение соответствует U — напряжению питания микросхемы. На входе компаратора мертвой зоны» технологически установлено смещение, обеспечивающее гарантированное наличие минимальной паузы между импульсами управления. Рабочее напряжение питания на микросхеме в диапазоне от 7 до 40 В может быть установлено произвольным. Предельное значение напряжения питания микросхемы и уровень напряжения на коллекторах выходных транзисторов составляет 41 В. Максимальное значение тока коллектора 1 шах равно 250 мА, рекомендованный рабочий ток — 200 мА.

Рабочий диапазон частот генератора пилообразного напряжения составляет от 1 до 300 кГц. Конденсатор, подключаемый к выводу 5 микросхемы ICi, может иметь любое значение номинала от 470 пФ до 10 мкФ, резисторы для установки во времязадающей цепи — в пределах 1,8 — 500 кОм.

Температурный диапазон работы микросхемы типа TL494CN составляет 0 — 70 С.

С момента подачи напряжения питания на вывод 12 относительно вывода 7 ШИМ регулятор начинает формирование на выходных контактах (выводы коллекторов и эмиттеров транзисторов VT1 и VT2) импульсных сигналов. Формально для получения на этих выводах последовательностей импульсов никаких сигналов обратной связи не требуется. Но к микросхеме должны быть подключены пассивные элементы, задающие параметры работы генератора и обеспечивающие смещения на входах операционных усилителей. Для наблюдения импульсов на выводах выходных транзисторов в схеме должны быть установлены дополнительные нагрузочные резисторы, определяющие схему их включения.

Рассмотрим схему включения ШИМ преобразователя в системе управления импульсным источником питания, пользуясь обозначениями на принципиальной схеме, приведенными на рис. 2.2, и функциональной схемы — на рис. 2.7.

При подаче напряжения питания на вход импульсного источника на транзисторе ()3 включается автогенераторный вспомогательный источник, который формирует на своих вторичных обмотках два напряжения. Первое предназначено для запятки стабилизатора канала дежурного режима, а второе —.для подачи питающего постоянного напряжения на микросхему ШИМ стабилизатора. Обмотка трансформатора Т6, с которой снимаются напряжения для питания IC1 и стабилизатора канала дежурного режима (+5VSB), включена во вторичную цепь источника питания. Это означает, что общие проводники этих цепей объединены между собой. Таким образом, питание ШИМ преобразователя производится напряжением, гальванически развязанным от первичной сети питания. Напряжение, подаваемое на вывод 12 микросхемы IC1 от выпрямителя на D9, нестабилизированное и служит для начального запуска этой микросхемы. В зависимости от величины нагрузки канала дежурного режимa+5VSB уровень напряжения на вторичной обмотке трансформатора Т6, а, следовательно, и питания на Ic i/12, будет изменяться в некоторых пределах.

Для формирования пилообразного напряжения внутренним генератором микросхемы IC1 между ее выводом 6 и общим проводом вторичного напряжения подключен резистор R29 с номинальным значением сопротивления 12 кОм, а между общим проводом и выводом IC1/5 включен конденсатор С18 емкостью 1500 пФ. Согласно сервисной документации на микросхему TL494, расчет частоты генерации, применительно к элементам данной.

При указанных значениях элементов RC цепочки, частота работы генератора составляет =55,5 кГц. Внутренний генератор формирует сигнал с нарастающим напряжением, форма которого представлена на верхней диаграмме рис. 2.8. Согласно данным технической документации на микросхему TL494, нарастание напряжения доходит до уровня +3 В, после чего конденсатор разряжается и напряжение на нем скачком падает до нулевого значения. Затем процесс циклически повторяется-(см. диаграммы .на рис. 2.8). Вид сигналов имеет качественный характер и не отражает реальных временных и амплитудных соотношений.

Пилообразное напряжение подается на инвертирующие входы компаратора «мертвой зоны» — элемент РА1 и ШИМ компаратора — элемента DA2. Ко второму входу компаратора подключен внутренний источник начального смещения, величина которого задана и составляет 100 мВ. На диаграмме 1 рис. 2.8 наличие этого источника условно изображено прямой линией, пересекающей «зубцы» пилообразного напряжения. Компаратор является пороговым устройством, поэтому на его выходе формируется

сигнал, значения которого принимают только два состояния. Если на инвертирующем входе напряжение превышает уровень напряжения на неинвертирующем, то на выходе компаратора устанавливается низкое напряжение, в данном случае нулевое, наоборот, если величина напряжения на инвертирующем входе меньше, чем на неинвертирующем, то на выходе напряжение принимает значение высокого уровня, близкого к уровню питания. В нашем случае, когда напряжение начального смещения на неинвертирующем входе компаратора DA1 больше напряжения пилообразного генератора, поданного на второй вход, выходное напряжение (диаграмма 2 на рис. 2.8) имеет высокий уровень. Ко входу IC1/4 подключены дискретные элементы каскадов только с положительным напряжением питания. Смещение на неинвертирующем входа DA1 на величину 100 мВ является минимальным, и приращение напряжения на IC1/4 может только увеличить его. Поэтому можно сделать вывод о том, что длительность импульсов, формируемых на выходе DA1, при данном начальном смещении имеет минимальное значение и с повышением напряжения на выводе IC1/4 длительность импульсов положительной полярности будет только увеличиваться. Какое влияние это свойство оказывает на работу всей схемы управления, будет рассмотрено ниже,

Периодическая последовательность импульсов с выхода компаратора DA1 поступает на цифровой логический элемент типа ИЛИ — DD1. Частота следования импульсов определяется временными характеристиками пилообразного напряжения.

Усилитель ошибки на элементе DAЗ проводит сравнение напряжения обратной связи и опорного напряжения, уровень последнего определяется соотношением резисторов R23 и R24, подключенных между выводом IC1/14 и общим проводом. Внутренний каскад схемы IC1 формирует на выводе 1С1/14 стабильное напряжение с номинальным значением +5 В. Резисторы R23 и 224 образуют делитель напряжения, средняя точка которого подключена через вывод IС1/2 к инвертирующему входу операционного усилителя ВАЗ. На неинвертирующий вход DAЗ через два резистора R46 и R47 поступает напряжение от выходов вторичных каналов напряжения со значениями +5 В и +12 В соответственно. Вход IС1/1 через параллельно соединенные резисторы R25 и R26 подключен к общему проводу вторичного питания. Величины сопротивлений резисторов R25, R26, R46 и R47, образующих целитель, подобраны таким образом, что при номинальных значениях выходных вторичных напряжений на выводе IC1/1 устанавливается напряжение чуть ниже значения+2,5 В. Этим создано некоторое начальное дифференциальное смещение на входах, DA3. Усилитель DAЗ работает в линейном режиме, параметры усиления определяются внутренней схемотехникой этого каскада. Питание DAЗ осуществляется только от внутреннего источника с положительным значением напряжения. Следовательно изменение выходного напряжения на DAЗ может- происходить только в положительной области. Для выполнения этого условия напряжение на выводе IС1/1 не должно превышать +2,5 В. Превышение этого порога приведет к тому, что на выходе DAЗ установится напряжение с нулевым значением. Далее будем предполагать, что этого не происходит, и схема работает в некотором заданном для зоны регулировки диапазоне. Итак, на входе IС1/2 — напряжение постоянное, а на вход IC1/1 поступает напряжение обратной связи, которое имеет отклонение, определяемое поведением нагрузки. На выходе усилителя DA3 формируется сигнал рассогласования, или ошибки, точность которого определяется параметрами стабильности внутреннего источника опорного напряжения микросхемы IC1. Понятно, что все его отклонения от номинала будут передаваться на IС1/2. Выход DAЗ подключен к неинвертирующем входу ШИМ компаратора — DA2, на второй его вход подается пилообразное напряжение от генератора. Формы различных сигналов на входах DA2 показаны на диаграмме 3, приведенной на рис. 2.8. Линией; пересекающей «пилу», изображено напряжение на неинвертирующем входе DA2. Внешний вид результирующего сигнала на выходе DA2 представлен на диаграмме 4 (см. рис. 2.8). Видно, что импульсы положительной полярности формируются здесь в том случае, когда уровень напряжения, поданного с выхода DA3, превышает уровень линейно нарастающего напряжения на инвертирующем входе DA2. На диаграмме 4 показано, как происходит изменение длительности положительных импульсов и соответственно паузы между ними в зависимости от формы напряжения на выходе DA3. Длительность положительного импульса увеличивается по мере возрастания уровня на выходе DA3, то есть продолжительность импульса прямо пропорциональна уровню напряжения на выходе усилителя рассогласования. Последовательность импульсов подается на второй вход цифрового элемента РШ, на первый вход которого поступает импульсный сигнал с выхода DA1- компаратора «мертвой зоны».

Элементы микросхемы ICi, работа которых описана выше, входят в аналоговую часть обработки и формирования сигналов. Необходимо отметить, что компараторы занимают здесь пограничное положение. Получая по входам аналоговые сигналы, на выходах они формируют двухуровневый сигнал. Компоненты же с буквенным обозначением DD от- носятся к элементам исключительно цифровой автоматики, работающими с дискретными сигналами как по входам, так и по выходам. Сигналы имеют только два уровня. В позитивной логике (этой терминологии мы будем придерживаться и далее) логической единицей принято считать значение напряжения, близкое к уровню положительного питания. Уровень логического нуля — низкий уровень, близкий к потенциалу общего провода.

Выходное состояние элемента Ш)1, логическое ИЛИ, принимает значение логической единицы тогда и только тогда, когда хотя бы на одном (произвольном) из его входов сигнал также имеет высокий логический уровень. Выход считается в состоянии низкого уровня, когда на все входы логического элемента типа ИЛИ подводятся напряжения также низкого уровня.

Вид импульсных сигналов на входах элемента DD1 представлен на диаграммах 2 и 4 (см. рис. 2.8). По времени начало формирования положительных импульсов на обеих диаграммах совпадает, но их длительность больше в последовательности, поступающей с выхода DA3. В данном случае выходной сигнал элемента DD1 будет совпадать с диаграммой 4. Последовательность, полученная на выходе РШ, является базовой для формирования конечного управляющего воздействия на силовые элементы усилителя мощности. Все временные соотношения конечного сигнала уже заложены в этой исходной последовательности. Выход DD1 соединен со счетным входом С динамического триггера—

DD2, а также с одним из входов каждого из логических элементов DD5 и ОО6. Состояние выходов динамического триггера и меняется с поступлением положительного импульса на его счетный вход. В этот момент состояние информационного входа, вывод О, «переписывается» (повторяется) на прямой выход — вывод Q. Выход ( — ()) всегда имеет состоянии противоположное Q. На функциональной схеме, представленной рис. 2.7, показано, что динамический триггер DE (О-триггер) имеет соединение инверсного выход

с информационным входом — О. Такое подключение триггера устанавливает его в режим делении частоты импульсной последовательности, поступающей на счетный вход, на два. Срабатывание триггера, то есть изменение состояния его парафазны выходов, происходит только в момент поступлении на вход С положительного фронта импульса. В эта время каждый из его выходов меняет свое состояние на противоположное. Выводы () и D соединены между собой, поэтому любое изменение состояния выхода 0 передается на вход D. В результат каждый фронт, поступающий по входу С, переписывает на выходы измененный уровень входа D Между приходом двух фронтов состояние выходом триггера сохраняется стабильным, что показано диаграммах 5 и 6 (см. рис. 2.8). Диаграмма 5 соответствует состоянию прямого выхода триггера— вывод Я а диаграмма 6 — изменению состояния инверсного выхода — вывод (-Q). Переключение триггера происходит по положительным фронтам последовательности диаграммы 4. Процесс цифрового деления исходной частоты на два имеет важную особенность независимо от вида (временных соотношений импульсов и пауз) входного импульсного сигнала, в последовательности, полученной в результате деления, длительности импульсов и пауз будут равны (см. диаграммы 5 и 6 на рис. 2.8). Выход Q триггера DD2 подключен к одному из входов элемента ООЗ, а инверсный выход (-Q)— к одному из входов логического элемента DD4. Двухвходовые элементы ООЗ и DD4 выполняют функцию логического И. Элементы этого типа формируют на выходных выводах сигналы высокого логического уровня в случае, когда все их входы имеют также высокие уровни. При любой иной комбинации логических уровней на входах элемента И выход его будет оставаться низким. Все входы логического элемента оказывают одинаковое воздействие формирование выходного сигнала, то есть они равноправны. Если на один из входов постоянно подавать высокий логический уровень, то он окажется разрешающим и не будет воздействовать на прохождение через элемент сигнала со второго входа. Или иначе, все изменения сигнала, установленного на втором входе, будут точно повторяться на выходе.

На рис. 2.7 вывод микросхемы IC1/13 соединен с одним из входов элементов DD3 и DD4 и может быть использован для блокировки импульсных сигналов, поступающих на элементы DD3 и DD4 от выходов триггера DD2. Блокировка осуществляется подачей на этот вывод сигнала низкого логического уровня. В данной принципиальной схеме вывод IC1/13 постоянно соединен с IC1/14 — выходь источника внутреннего опорного напряжения +5 В. Этот потенциал является постоянным разрешение для прохождения последовательностей от выходов триггера на выходы DD3 и DD4. Следовательно, форма напряжения на входах и выходах элементов соответственно DD3 и DD4 будет идентична. В данном случае эти элементы выполняют функции буферных элементов и повторителей.

Последние элементы, установленные в цепи формирования ШИМ сигнала, это двухвходовые элементы DD5 и DD6. По одному входу этих элементов подключено к DD3 и DD4 соответственно, а другая пара входов элементов DD5 и DD6 объединена между собой и подключена к выходу DD1. Элементы DD5 и DD6 используются для исполнения логической функции типа ИЛИ-НЕ. Эти элементы осуществляют логическую операцию, логичную DD1, но добавляют еще и отрицание, которое в цифровой технике эквивалентно инвертированию. На выходе логического элемента ИЛИ- НЕ появляется сигнал низкого уровня, когда хотя бы на одном из его входов установлено напряжение высокого уровня. Если у двухвходового элемент ИЛИ (ИЛИ-НЕ) ввести некоторое абстрактна различие между входами и один рассматривать как информационный, а второй — как разрешающий, тс можно сделать вывод о том, что для прохождении данных от первого входа на выход элемента на входе разрешения должен быть установлен низкий уровень напряжения. При подаче высокого уровни на вход разрешения информация блокируется, и на выходе постоянно присутствует низкий уровень, Это справедливо для логики работы элемента типа ИЛИ-НЕ.

На входе DD5 действуют сигналы, поступающие от выходов DD1 (см. диаграмму 4 на рис. 2,8) и DD3 (см. диаграмму 5). В результате логического сложения этих входных воздействий с инвертированием на выходе элемента DD5 появляется сигнал„ показанный на диаграмме 7. Аналогично на див грамме 8 представлена форма импульсов, полученных на выходе элемента DD6. Импульсы положи тельной полярности поступают на выходы DD

и DD6, когда оба входных сигнала у каждого из этих элементов принимают значение низкого уровня.

Из диаграмм 4, 7 и 8 видно, что на выходах элементов DD5 и DD6 появляются чередующиеся импульсы последовательности диаграммы 4. Рабочими импульсами на диаграмме 4 будем считать временные интервалы, границы которых очерчены спадом и фронтом, то есть начало импульса — это спад положительного напряжения, а его окончание положительный фронт, Один импульс с выхода ГлШ поступает на выход элемента DD5,

а входной сигнал на DD6 в этот момент блокирован высоким уровнем, поданным от инвертирующего выхода триггера DD2. Следующий импульс из последовательности на выходе DD1 появляется уже на выходе DD6, а в DD5 он блокируется высоким уровнем, поступающим от прямого выхода триггера DD2. На выходе каждого из логических

элементов DD5 и DD6 поочередно появляются импульсы из последовательности, сформированной на выходе DD1.

На выходах DD5 и DD6 формируются две последовательности импульсов. Частота следования импульсов в каждой из них в два раза ниже, чем частота пилообразного напряжения на конденсаторе С11. Импульсы положительной полярности двух последовательностей разнесены во времени, то есть интервалы их действия не пересекаются. Далее каждая последовательность используется для управления своим транзистором полумостового импульсного усилителя мощности. Достаточно важным является вопрос корректного формирования импульсных последовательностей для возбуждения

транзисторной схемы усилителя мощности, поэтому необходимо рассмотреть некоторые граничные случаи работы схемы источника питания и реакцию на них элементов микросхемы IC1.

Временное положение импульсов жестко определено формой пилообразного напряжения. Спады импульсов в каждой из последовательностей синхронизированы со спадами линейно нарастающего напряжения, формируемого генератором микросхемы. Временное положение спада не изменяется. Если рассмотреть диаграмму 3, то можно

отметить, что положение спада импульса, формируемого ШИМ компаратором (см. диаграмму 4), зависит от текущего соотношения значений напряжения «пилы» и напряжения рассогласования. Понижение уровня напряжения рассогласования на диаграмме 4 вызывает «сдвиг» начала импульса влево. Положение фронта этого импульса, то есть его окончание, жестко определяется моментом спада пилообразного напряжения, следовательно, происходит увеличение его длительности. Частота импульсов не изменяется, а их длительность регулируется выходным уровнем усилителя рассогласования DA3.

В начале описания работы ШИМ преобразователя упоминалось о так называемом компараторе «мертвой зоны» (см. диаграммы 1 и 2). Теперь, когда стал понятен общий механизм работы всей схемы широтно-импульсного модулятора, следует пояснить необходимость его наличия в схемах подобного типа.

На элементе DD.1 производится логическое сложение импульсных сигналов от компараторов DA1 и DA2. Ранее было сделано предположение, что положительный импульс компаратора DA2 имеет большую ширину, чем аналогичный выходной импульс от DA1. Однако, если начнется процесс сужения импульса от DA2, то при нулевом уровне сигнала от DA1 в предельном случае на выходе DD1 установится постоянный низкий уровень. Тригrep DD2 не сможет проводить коммутацию своих выходов, а на DD5 и DD6 появятся постоянные противоположные логические уровни. При этом остановится процесс коммутации транзисторов силового каскада. Для защиты от возникновения подобной ситуации предназначен компаратор «мертвой зоны». Приучении импульса от DA2 наступает такой момент, когда длительность положительного импульса от DA1 становится определяющей при сложении сигналов, поступающих на входы DD1. Положительный импульс на выходе 0Ш не может быть уже выходного импульса компаратора «мертвой зоны». Если проследить поведение цифровой части схемы в этом случае, то будет видно, что в результате преобразований на выходах DD5 и DD6 появятся последовательности положительных импульсов, длительности которых будут совпадать с паузами (логическими нулями) на диаграмме 2. Пауза же между этими импульсами будет равна длительности положительных импульсов на диаграмме 2. Это означает, что узел на компараторе «мертвой зоны» гарантированно обеспечивает появление в выходных каскадах ШИМ преобразователя последовательностей импульсов с заданными интервалами пауз между импульсами. Такой механизм действий позволяет увеличить поступление энергии во вторичную цепь и возобновить процесс ШИМ регулирования с помощью усилителя DA3 и компаратора DA2. Пауза, образованная за счет наличия источника 100 мВ на входе DA1, позволяет исключить появление сквозных токов в силовых транзисторах усилителя мощности.

Появлением импульсных сигналов на выходах элементов DD5 и DD6 заканчивается логическая обработка сигнала рассогласования и формирование ШИМ последовательностей в преобразователе. Вид этих последовательностей импульсов останется неизменным до их подачи на силовые элементы усилителя мощности. Все каскады, установленные между выходами элементов DD5, DD6 и базовыми цепями трэнисторов усилителя мощности, предназначены только для увеличения энергетических характеристик импульсов управления и согласования их уровней.

Внутренние транзисторы VT1 и ЧТ2 микросхемы IC1 используются для первичного усиления управляющих последовательностей импульсов, которые подаются на их базы от элементов DD5 и DD6. Выводы этих транзисторов не имеют внутренних подключений к каким-либо нагрузочным резистивным цепям. Они специально оставлены свободными для применения транзисторов в различных вариантах схем включения. На принципиальной схеме, приведенной на рис. 2.2, показано, что каскад ШИМ регулятора имеет трансформаторную связь с усилителем мощности. Это традиционный подход к формированию цепей согласования низковольтного, относительно маломощного, узла управления и силового высоковольтного каскада. Непосредственное подключение выходных транзисторов микросхемы TL494 к трансформатору согласования используется редко. Обычно применяется каскад промежуточного усиления, построенный на транзисторах типа 2SC945, аналогичный представленному на схеме (см. рис. 2.2). Каскад предназначен для усиления по уровню и мощности импульсных сигналов, подаваемых в базовые цепи транзисторов силового каскада через трансформатор Т2, до уровня, достаточного для запуска полумостового усилителя и коммутации транзисторов Q9 и Q10.

В импульсных блоках питания транзисторы: 2С945 или их функциональные аналоги применяются очень широко независимо от фирмы-производителя изделия. Предельные значения основных технических параметров представленных здесь – транзисторов следующие:

• максимальная мощность рассеивания — 250 мВт

• напряжение коллектор-база — 60 В;

• напряжение коллектор-эмиттер — 50 В;

• напряжение эмиттер-база — 5 В;

• ток коллектора — 100 мА;

• ток базы — 20 мА;

• типовое значение коэффициента усиления в схеме с общим эмиттером — 185 — 200;

• типовая емкость перехода коллектор-база — 3 пФ;

• типовое значение частоты единичного, усиления 1,— 250 МГц.

По отечественной классификации они принадлежат к семейству транзисторов высокой частоты и малой мощности.

Согласно схеме на рис. 2.2, выводы ICi/9,10, а соответственно и эмиттеры транзисторов VT1 и UT2 микросхемы TL494, подключены к общему проводу вторичных напряжений. Выводы ICi/8,11 (или коллекторы выходных транзисторов) соединены с проводником питания IC1 через резисторы Ri3 и R14 соответственно. Такое использование транзисторов соответствует схеме с общим эммитером и предназначено для работы в ключевом режиме. Транзисторы производят инвертирование сигналов, поступающих от элементов DD5 и DD6. Нагрузкой для выходных транзисторов микросхемы является двухтактный каскад на транзисторах 07 и Q8. Базы транзисторов Q7 и Ц8 соединены с коллекторами UT1 и VT2, смещение на них пода но через резисторы R32 и R45. На коллекторе транзистора VTi сформирована импульсная последовательность, показанная на диаграмме 9 (см. рис. 2.8). Вид последовательности на коллекторе VT2 представлен на диаграмме 10. Транзисторный каскад на Q7 и О8 с трансформатором Т2 в цепи нагрузки оптимизирован для усиления по мощности импульсных сигналов, поступающих от IC1. Эта особенность использования Q7 и Q8 предъявляет особые требования к выбору структурного построения цепей смещения транзисторов. Из диаграмм 9 и 10 (см. рис. 2.8), отражающих вид последовательностей импульсов на базах Q7 и Q8, следует, что существуют временные интервалы, когда на базах обоих транзисторов устанавливается высокий потенциал. В эти промежутки оба транзистора открыты. Транзисторы закрываются поочередно. Когда транзистор ()8 закрыт сигналов низкого уровня, поданным от коллектора VT1, транзистор Q7 открыт, и наоборот, в момент закрывания Q7 транзистор Q8 остается открытым. Эмиттеры транзисторов ()7 и Q8 объединены и через два последовательно соединенных диода Ш6 и Ш7 подключены к общему проводу вторичной цепи питания. Параллельно диодам D16 и РП установлен электролитический конденсатор С20. Благодаря этому на эмиттерах транзисторов 7 и Q8 уровень напряжения поддерживается постоянным. Значение напряжения на положительной обкладке С20 составляет+1,6 В. В момент поступления закрывающего импульса на базу одного из транзисторов ()7 или Q8, соответствующий транзистор из пары VT1 и VT2 находится в состоянии насыщения. В момент закрывания на базы этих транзисторов воздействует напряжение величиной примерно +0,8 В, следовательно, переход база эмиттер имеет обратное смещение с напряжением примерно — 0,8 В. Создаются условия для быстрого и эффективного закрывания транзистора промежуточного усилителя мощности. Скорость закрывания/открывания транзистора определяет длительность фронта импульса, формируемого в его коллекторной цепи. Для того чтобы во время переключения транзистор находился в активной области короткий промежуток времени, длительности фронта и спада импульса должны быть минимальными, а скорость открывания и закрывания транзистора — максимальной. Вид сигналов, поступающих на базы транзисторов Q7 и Q8, представлен на рис. 2.9.

Электропитание транзисторного каскада промежуточного усилителя и микросхемы IC1 осуществляется от общего источника напряжения. В коллекторную цепь каждого из транзисторов Q7 и Q8 ..питание подается через резистор R44, диод D19

и обмотку трансформатора Т2. Диоды, установленные между коллектором и эмиттером транзисторов ( Q8, выполняют защитные функции. Они уменьшают амплитуду паразитных колебаний, возникающих в моменты переключения транзисторов при переходных процессов и обусловленных наличием индуктивной нагрузки (обмотки трансформатора Т2). Диаграмма коллекторного напряжения на транзисторах Qj и Q8 изображена на рис. 2.10. На рис. 2.10 представлена диаграмма напряжения на коллекторе одного из транзисторов промежуточного усилителя в произвольный момент времени. Следует учитывать, что на коллекторе второго транзистора формируются аналогичные по

виду, но сдвинутые по времени, импульсы. Фрагмент импульсной последовательности в точке подключения катода диода D19 к обмотке трансформатора Т2 показан на рис. 2.11.

На рис. 2.11 условно сплошными линиями выделены контуры импульсов, которые появляются при коммутации транзистора Q7, а пунктирными — при переключении транзистора Q8.

Диод D19 установлен для снижения влияния импульсного сигнала, возникающего в средней точке первичной обмотки трансформатора Т2 на цепь питания микросхемы I C1.