Глава 4.    СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ С ЧРК

4.1. ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ПЕРВИЧНОЙ СЕТИ СВЯЗИ

В Системы передачи различного типа являются технической основой первичной сети связи. Организационно первичная сеть представляет собой совокупность  сетевых узлов, сетевых станций и соединяющих их линий передачи. С помощью»  размещенного там оборудования систем передачи (состоящего из оконечных  станций и линейных трактов СП) образуется сеть типовых каналов и типовых  групповых трактов. Типовые каналы и тракты первичной сети связи служат  основой для построения вторичных сетей.

вторичная сеть включает в себя совокупность коммутационных станций,  оконечных абонентских устройств и каналов вторичных сетей, организованных  на базе каналов первичной сети. В зависимости от вида передаваемых электрических сигналов вторичные сети объединяют телефонную, телеграфную, факсимильную сети, сети передачи данных, передачи газетных полос, звукового вещания, телевизионного вещания.

         Основная часть каналов  и групповых  трактов предоставляется  вторичным М сетям в   сетевых   станциях   (СС), являющихся оконечными точками первичной сети. На   сетевых   узлах   (СУ) организуются, как правило, групповые тракты и их транзитные соединения. В сетевых узлах и станциях устанавливается  аппаратура оконечных станций систем передачи, с помощью которой полосы частот сигналов, передаваемых по каналам или групповым трактам, преобразуются  в  полосу частот сигнала  линейного тракта,  определяемую  числом В каналов данной системы передачи.

Совокупность   физических   цепей   и   промежуточных   усилительных   станций (УС)  образуют  линию   передачи   (ЛП)  данной системы (рис. 4.Г). По территориальному признаку различают первичные сети следующих видов: местную, зоновую, магистральную.

Местная сеть охватывает пределы города или сельского района. Городские сети обеспечивают организацию каналов между станциями и узлами этой сети а также организацию дополнительных каналов на абонентском участке сети, т. е. между станцией и абонентом. Сельские сети образуют каналы, соединяющие станции и узлы данного участка сети, а также каналы абонентских линий.

Зоновая сеть ограничивается территорией области (края) или автономной республикой и связывает между собой каналами и трактами сетевые узлы местных сетей внутри зоны.

Магистральная сеть ограничена пределами страны и соединяет типовыми каналами и трактами сетевые узлы разных зоновых сетей, которые расположены вблизи областных и республиканских центров.

Как видно из рис. 4.2, максимальное расстояние между двумя любыми сетевыми станциями первичной сети составляет 13 900 км. Связь между любыми сетевыми станциями осуществляется с помощью транзитных соединений типовых каналов и трактов. Число транзитов для разных участков сети нормируется. Так, при организации линии передачи максимальной длины число транзитов по ТЧ может достичь 11, т. е. «составной» канал ТЧ будет состоять из 12 переприемных участков.

Для организации типовых каналов и трактов на разных участках первичной сети разработаны соответствующие системы передачи с ЧРК.

4.2. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДЛЯ МАГИСТРАЛЬНОГО УЧАСТКА

ПЕРВИЧНОЙ СЕТИ

Для организации магистральной сети используются линии передачи с применением коаксиального кабеля. Наибольшее распространение нашли коаксиальные кабели К^м-4, имеющие четыре коаксиальные пары среднего типа 2,6/9,4 мм, позволяющие организовывать два линейных тракта магистральных систем передачи. Все указанные системы построены по однокабельной однополосной четырехпроводной схеме. В качестве преобразовательного оборудования применяется  комплекс типового  преобразовательного  оборудования   (ОКОП).

Система передачи К-1920П. Эта система позволяет организовывать по двум коаксиальным парам 1920 каналов ТЧ либо 300 каналов ТЧ, канал телевидения и канал звукового сопровождения. В первом случае линейный спектр формируется из шести третичных (ТГ) и двух вторичных (ВГ) групп в полосе частот 312... 8524 кГц. Во втором случае преобразуются пять ВГ, которые совместно с каналами передачи телевидения и звукового сопровождения занимают полосу частот 273... 8491 кГт. Дальность действия составляет 12 500 км, максимальная длина переприемного участка по ТЧ равна 1500 км. В линейном тракте используются усилительные станции двух типов — обслуживаемые усилительные пункты (ОУП) и необслуживаемые усилительные пункты (НУП). Питание НУП осуществляется дистанционно, с оконечного пункта (ОП) или ОУП. Между двумя ОУП может размещаться до 40 НУП. Длина усилительного участка 6±0,15 км, Таким образом, максимальное расстояние между соседними ОУП составляет 246 км,

В системе передачи К-1920П используются НУП двух типов: основной и регулирующий. В первых усилители имеют фиксированное усиление, равное затуханию усилительного участка номинальной длины при средней температуре грунта. Усилители регулирующего НУП снабжены системой АРУ по основной контрольной частоте (КЧ) 8544 кГц (осуществляющей послерегулировку) и системой АРУ по температуре грунта (предрегулировка). В линейном тракте регулирующие НУП устанавливаются в зависимости от перепада температур, характерного для местности, по которой проходит линия передачи; при t=±12,5° C регулирующим является каждый четвертый НУП, при t=±9°С— каждый шестой, при t=±6,5°С — каждый восьмой.

Для обеспечения требуемых электрических параметров типовых каналов к трактов в системе К-1920П предусмотрена возможность автоматической регулировки усиления на ОП и ОУП на вспомогательной контрольной частоте 308 кГц.

Система передачи К-3600. Система предназначена для организации по одной коаксиальной паре в каждом направлении 3600 каналов ТЧ или 1800 каналов ТЧ и канала для передачи телевидения со звуковым сопровождением в линейном спектре частот 812... 17 596 кГц. Дальность действия системы К-3600 составляет 12 500 км. Аппаратура линейного тракта размещается в ОУП (ОП) и НУП трех типов: основном, регулирующем и корректирующем.

Основной и регулирующий НУП выполняют те же функции, что и в системе передачи К-1920П, с тем отличием, что устройства АРУ по КЧ производят регулировку усиления по току основной КЧ 18,432 МГц. Суммарные пределы регулировки АРУ по КЧ и температуре грунта компенсируют температурные изменения затухания кабеля пяти усилительных участков. На корректирующих НУП помимо АРУ включаются устройства коррекции в основных НУП. В зависимости от расстояния между ОУП число корректирующих НУП может изменяться до трех. Между двумя ОУП размещаются до 61 НУП, которые дистанционно питаются с ОП или ОУП. При длине усилительного участка 3±0,15 км максимальное расстояние между соседними ОУП составляет  186 км. В ОУП и ОП предусмотрены устройства АРУ по трем КЧ:  18,432 МГц — основной, 0,768  и 9,216 МГц — вспомогательным. Все АРУ компенсируют изменение затухания  кабеля при отклонении температуры на ± 12,5 °С от среднего значения.        

Системы передачи К-10800 и К-5400. Сверхширокополосные системы К-10800 и К-5400 нового поколения предназначены для магистральной первичной сети  связи.                                                                                                                             

При работе системы передачи К-10800 по кабелю КМ-4 с организацией двух  линейных трактов емкость пучка каналов удается повысить до 21 600. Линейный 1 спектр 4332... 59,684 МГц формируется из 12 четверичных 900-канальных групп (ЧГ), которые, в свою очередь, образуются из трех ТГ в спектре частот 8.516 ... 12,388 МГц с защитными частотными промежутками между преобразованными ТГ, равными 88 кГц.                                                                                                    

В линейном тракте системы К-10800 используются усилительные станции нескольких типов. Оконечные пункты  (ОП)   расположены на максимальном расстоянии 830 км друг от друга. Основной тип станции — НУП. Число НУП может составлять 98%  всех станций. Длина усилительного участка 1,5±0,075 км. Все НУП снабжены устройствами АРУ по основной КЧ 61,16 МГц. Корректирующие НУП помимо усилителей   и    устройств АРУ снабжены   устройствами коррекции амплитудно-частотных искажений. Основные и корректирующие НУП питаются дистанционно от ОП.  Источники питания устанавливаются также на некоторых   питающих  НУП   (ПНУП)   и   на полу обслуживаемых   усилительных пунктах   (ПОУП).  Максимальное  расстояние между  питающими  пунктами  составляет  120 км.  На ПОУП технический персонал работает только в дневное   время, а круглосуточная работа предусматривается только на ОП и в пунктах с переприемом  (ПП), где осуществляется транзит и устанавливается оконечная аппаратура.

Усилительные станции, расположенные в питающих пунктах, снабжены устройствами АРУ, управляемыми кроме основной КЧ 61,16 МГц также дополнительными КЧ 4,287 и 22,372 МГц.

Небольшая длина усилительного участка, равная 1,5 км, обусловила высокую стоимость каналокилометра, получаемого с помощью К-10800. Применение этой системы экономически целесообразно при числе каналов в пучке более 20 000. Число магистральных связей с таким числом каналов не превышает 2 ... 3 % общего числа каналов первичной сети.

Для того чтобы расширить возможность применения сверхширокополосных систем передачи на первичной сети, на базе системы К-10800 была разработана система передачи К-5400. В ее оконечном оборудовании и оборудовании линейного тракта использованы основные технические и конструктивные решения, примененные в системе К-10800. Линейный спектр формируется из шести стандартных четверичных групп и занимает полосу частот 4,332... 31,084 МГц. За счет этого удалось довести длину усилительного участка до 3±0,15 км, что позволяет широко использовать систему К-5400 при реконструкции магистралей, оборудованных аппаратурой К-1920П и К-3600.

Другие системы передачи. На магистральном участке первичной сети связи в настоящее время работают и другие системы передачи: VLT-1920, ВК-960, К-1020Р. Распределительная система К-1020Р работает по коаксиальным парам с диаметром 1,2/4,6 мм кабеля КМ-8/6, образуя с системой К-3600 единый комплекс, и предназначена для распределения каналов по промежуточным пунктам основной магистрали.

Основные технические харктеристики систем передачи для магистральных участков первичной сети приведены в табл. 4 1.

4.3. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ

ДЛЯ ЗОНОВОГО УЧАСТКА ПЕРВИЧНОЙ СЕТИ

При организации линий передачи зоновой первичной сети нашли применение как коаксиальные, так и симметричные кабели связи.

Система передачи К-300. Эта система предназначена для работы по коаксиальному кабелю МКТ-4 с четырьмя малогабаритными парами диаметром 1,2/4,6 мм, с помощью которого организуется два линейных тракта общей емкостью пучка 600 каналов ТЧ. Линейный спектр формируется из пяти стандартных ВГ в полосе частот 60... 1300 кГц. Дальность действия составляет 12 500 км, максимальная длина переприемного участка по ТЧ равна 1500 км. Таким образом, при сравнитлеьно небольшой потребности в каналах система К-300 может использоваться и на магистральном участке первичной сети.

В состав линейного тракта входят ОУП и НУП трех типов: с грунтовой АРУ, с АРУ по основной КЧ 1364 кГц и с устройствами коррекции. Назначение НУП разных типов такое же, как и в магистральных системах передачи коаксиального кабеля. Основным типом являются НУП с грунтовой АРУ. Каждый пятый НУП снабжен устройством АРУ по КЧ. В зависимости от расстояния между ОУП число корректирующих НУП может достичь двух на участке ОУП-ОУП. Питаются НУП дистанционно от ОП или ОУП. Максимальное число НУП между двумя ОУП составляет 40. Номинальная длина- усилительного участка 6±0,15 км. Таким образом, максимальная длина участка ОУП-ОУП составляет 246 км.

В линейном тракте системы К-300 предусмотрена организация до трех ОУП с выделением одной, двух или трех ВГ, что позволяет распределять каналы вдоль магистрали. На всех ОУП и ОП предусмотрена установка устройств АРУ как по основной КЧ (1364 кГц), так и по вспомогательной (308 кГц).

При необходимости увеличения числа кналов участок первичной сети с использованием кабеля МКТ и системы передачи К-300 может быть реконструирован с использованием системы передачи ВК-960.

Системы передачи К-120 и К-420. На внутризоновом участке первичной сети применяются системы передачи, работающие по однокоаксиальным кабелям с парой диаметром 2,1/9,7 мм типов ВКПАШ и ВКПАП. В связи с использованием двухпроводной линии эти системы работают по двухполосной схеме организации связи.

В системе К-120 в прямом направлении передается спектр частот 60... 552 кГц, а в обратном 812 ... 1304 кГц. Линейные спектры прямого и обратного направлений формируются из двух преобразованных ВГ. Дальность действия системы составляет 600 км при двух переприемах по высокой частоте. Все НУП и ОУП снабжены устройствами АРУ по основной КЧ 1364 кГц. Контрольная частота 564 кГц управляет только системой АРУ приемной станции обратного направления. На некоторых НУП предусмотрена возможность ввода или ответвления—одной ПГ. Характерной особенностью данной системы является применение одного усилителя на оба направления передачи. Разделение направлений передачи производится с помощью пары фильтров ФНЧ и ФВЧ. Номинальная длина усилительного участка 10±0,3 км, число дистанционно питаемых НУП составляет 19. Таким образом, протяженность участка между ОУП и переприемным пунктом равна 200 км.

Система передачи К-420 разработана с целью увеличения числа каналов на участках зоновой сети при реконструкции линий передачи на основе кабелей ВКПАП, уплотненных системой К-120. Прирост каналов составляет 300 каналов ТЧ. Линейный спектр в одном направлении занимает полосу частот 312... 2044 кГц, в обратном 2852 ... 4584 кГц. Максимальная дальность связи увеличена до 2500 км (с возможностью выхода на магистральный участок сети). Номинальная длина усилительного участка составляет 6±0,15 км. Основные технические данные систем передачи К-120 и К-420 приведены в табл. 4.2.

Системы передачи К-60П и К-Ю20С. На зоновом и иногда на магистральном участках первичной сети используются системы передачи, работающие по симметричным кабельным линиям связи. Основным типом является симметричный кабель с жилами диаметром 1,2 мм и различным числом четверок: МКС 7X4, МКС 4X4, МКС 1X4, ЗК 1X4.

Система передачи К-60П до настоящего времени является наиболее распространенной системой, работающей по симметричным кабельным линиям связи. Линейный спектр системы составляет 12... 252 кГц и формируется путем преобразования, одной стандартной ВГ. В зависимости от способа формирования ВГ различают три варианта линейного спектра К-60П — основной, инверсный, дополнительный. Эти варианты отличаются расположением преобразованных пяти ПГ в спектре ВГ.

Дальность действия системы составляет 12 500 км (т. е. предполагается использовать ее на магистральном участке первичной сети). В линейном тракте используются усилительные станции трех типов: НУП, ОУП с двухчастотной АРУ (ОУП-2) И ОУП с трехчастотной АРУ (ОУП-3). Все НУП снабжены устройствами АРУ по температуре грунта. Число НУП, дистанционно питаемых между соседними ОУП, зависит от способа организации дистанционного питания: по схеме провод—провод максимальное число НУП не превышает 6, а по схеме провод—земля — 12. Номинальная длина усилительного участка зависит, от типа используемого кабеля, например для кабеля МКСА 4x4x1,2 она составляет 19,2 км.

Система передачи К-60П снабжена частотной системой АРУ: по КЧ 16 кГц осуществляется регулировка наклонной составляющей изменения затухания линии связи, по КЧ 112 кГц — криволинейной, а по КЧ 248 кГц — плоской. В ОП и ОУП с выделением каналов, а также между ОУП на расстоянии 500 ... 600 км применяется трехчастотная АРУ (ОУП-3). В ОУП без выделения каналов, а также между ОУП на расстоянии до 200 км используется двухчастотная АРУ (ОУП-2). При работе по одночетверочным кабелям в НУП размещается оборудование аппаратуры К-60П-4. В этом случае длина усилительного участка уменьшается почти вдвое и составляет 10,2 ... 10,8 км.

Система передачи К-60П помимо зонового участка широко применяется и на магистральных первичных сетях. Это обусловлено тем, что выше 50 % линий передачи магистральной сети организовано с применением симметричного кабеля.

Система передачи К-1020С разработана с целью значительного увеличения лучка каналов на участках первичной сети, использующих систему передачи К-60П, путем реконструкции существующих линий передачи по симметричному кабелю. Для организации линейного тракта системы К-1020С в каждом из двух кабелей линии передачи, на которой работает система К-60П, выделяется по одной четверке. Одна пара четверки используется для организации линейного тракта, а другая — для организации служебной связи и дистанционного питания. Таким образом, вместо 120 каналов системы К-60П организуется 1020 каналов системы К-1020С. Линейный спектр системы передачи образуется из двух ВГ и трех ТГ и занимает полосу частот 312... 4636 кГц, не перекрывающуюся с линейным спектром системы К-60П.

В линейном тракте К-Ю20С применение ОУП не предусмотрено. Помимо оконечных станций используются только НУП, каждый из которых снабжен устройствами АРУ по КЧ 4896 кГц, компенсирующими температурные изменения затухания и влияния разброса длин (до ±0,2 км) усилительных участков. Дистанционное питание НУП осуществляется с ОП. Номинальная длина усилительного участка зависит от кабеля, например для МКСА она составляет 3,2 км. Таким образом, на одном усилительном участке системы К-60П размещаются шесть усилительных участков системы К-Г020С (3,2x6=19,2 км), что позволяет при реконструкции использовать контейнеры НУП системы К-60П.

Основные технические харктеристики систем передачи для зонового участка первичной сети приведены в табл. 4.2.

4.4. СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ДЛЯ МЕСТНОГО УЧАСТКА ПЕРВИЧНОЙ СЕТИ

Системы передачи местной сети работают по симметричным кабелям и воздушным линиям связи. Требования, предъявляемые к системам городского и сельского участков сети, существенно различаются. Городские системы передачи предназначены для организации большого числа каналов на сравнительно малые расстояния, а сельские системы — для организации малого числа каналов на сравнительно большие расстояния.

Система передачи КАМА. Эта система предназначена для работы по симметричным кабелям типа МКС, кабелям сельских сетей КСПП и ВТСП, городским кабелям Т и ТПП на небольшие расстояния и используется для организации соединительных линий между АТС или АТС и АМТС на городской телефонной сети. С помощью аппаратуры КАМА организуется 30 каналов ТЧ в двух вариантах: по двухкабельной однополосной схеме в спектре частот 12... 248 кГц или по однокабельной двухполосной системе связи в линейном спектре 12... 248 кГц (направление А и Б) и 312... 548 (Б—А). На один канал ТЧ в линейном спектре отводится 8 кГц в связи с использованием в качестве индивидуальных преобразователей недорогих фазоразностных схем, с помощью которых 30 исходных каналов 0,3... 3,4 кГц путем однократного преобразования переносятся в спектр 312... 548 кГц, являющийся линейным для станции Б.  Линейный спектр на станции А 12... 248 кГц формируется групповым преобразованием спектра 312 ... 548 кГц с использованием несущей частоты 560 кГц.

Максимальная дальность связи составляет 80 км при наличии в линейном тракте шести НУП, которые питаются либо дистанционно от ОП, либо от местных источников. Если протяженность линии передачи не превышает 15 км, система КАМА работает без применения усилительных промежуточных станций.

В оконечной аппаратуре линейного тракта на приеме устанавливаются устройства АРУ по контрольным частотам 304 кГц (станция А) и 256 кГц (станция Б). Возможна установка АРУ на НУП с местными источниками питания. Особенностью системы КАМА является вынесенный за пределы спектра канала ТЧ сигнальный канал на частоте 3825 Гц. По сигнальному каналу осуществляется передача сигналов вызова, управления и взаимодействия между АТС

Системы передачи КНК-6Т и КНК-12Т. Система передачи КНК-6Т предназначена для работы по одночетверочным кабелям КСПП 1x4x0,9 и КСПП 1X4x1,2 (ВТСП 1X4X1,2) для организации соединительных линий между сельскими АТС. С помощью системы KNK-6T организуется шесть каналов ТЧ по двухпроводной двухполосной схеме связи. Линейный спектр системы находится в полосе частот 16... 60 кГц (направление А—Б) и 76... 120 кГц, так как в качестве индивидуальных преобразователей используются фазоразностные схемы. Максимальная длина линейного тракта составляет 105 или 120 км в зависимости от диаметра жил используемого кабеля. Число НУП между ОП может достигать шести, при этом по три НУП дистанционно питаются от каждого ОП. Расстояние между НУП составляет 16 км. В НУП отсутствует АРУ по КЧ.

Основным отличием системы КНК-12Т от КНК-6Т является то, что полоса частот, отведенная под канал ТЧ в линейном спектре, уменьшена с 8 до 4 кГц (используются фильтровые индивидуальные преобразователи), что позволяет организовывать 12 каналов ТЧ в линейном спектре 6 ... 54 кГц направление А—Б) и 60... 108 кГц (Б—А). Каждый НУП снабжен устройством АРУ по температуре грунта. В системе применяется АРУ по групповой КЧ 60 кГц.

Системы передачи В-3-3 и В-12-3. Данные системы предназначены для работы по медным воздушным линиям связи  (ВЛС). Удельный вес ВЛС на сельском

и даже зоновом участках первичной сети еще длительное время останется значительным. Системы передачи, работающие по ВЛС, строятся исключительно по двухпроводной двухполосной схеме. Максимальная частота линейного спектра систем передачи по воздушным линиями составляет 150 кГц. В этом спектре можно организовать 15 каналов ТЧ. Однако для обеспечения большей гибкости в организации связи, что особенно важно для сельских и зоновых сетей, применяются 3- и 12-канальные системы передачи, работающие в разных линейных спектрах, но по одной паре проводов.

Система В-3-3 обеспечивает организацию трех каналов ТЧ в линейном спектре 4... 16 кГц (направление А—Б) и 18... 30 кГц или 19... 31 кГц (Б—А). В системе предусмотрены четыре варианта линейного спектра, который образуется на основе трехканальной предварительной группы 12... 24 кГц. В линейном тракте устанавливаются обслуживаемые промежуточные станции (ОУП). Участок ОУП-ОУП может иметь длину до 250 км. Оконечные станции приема и ОУП снабжены устройствами двухчастотной АРУ по КЧ 4 и 16 кГц (направление А—Б) и 18 или 19 кГц и 30 или 31 кГц (направление Б—А).

В спектре до 4 кГц организуется дополнительный канал двухполосной служебной связи, работающей в спектре 0,3... 1,5 кГц в прямом направлении и 1,7 ... 2,94 кГц— в обратном.

Система В-12-3 работает по одной цепи с В-3-3 и предназначена для организации 12 каналов ТЧ в линейном спектре 35—143 кГц по двухполосной схеме. В направлении А—Б передается групповой сигнал в спектре 92 ... 143 кГц, а в направлении Б—А 36... 84 кГц. Имеются четыре варианта линейного спектра отличающиеся инверсией и сдвигом частот боковых полос. Это повышает защищенность от внятных линейных переходов в каналах системы, работающих по  параллельным  цепям.  Линейный  спектр   формируется  на  основе  первичной группы. В линейном тракте системы предусмотрены ОУП, расстояние между которыми составляет 54 км. При неблагоприятных условиях предусматривается включение дистанционно питаемых вспомогательных усилительных станций (ВУС). Между двумя ОУП можно включить два ВУС. Тогда длина участка между двумя ОУП может быть увеличена до 140 км. Все усилительные станции снабжены устройствами двухчастотной АРУ 40 и 80 кГц (направление Б—А) и 92 и 143 кГц (направление А—Б). Разделение спектров частот нижней и верхней групп каналов в оборудовании линейного тракта оконечных станций и на усилительных станциях осуществляется фильтрами нижних и верхних частот.

На базе В-3-3 разработаны системы передачи В-3-3с и В-2-2 для работы по. стальным ВЛС (табл. 4.3).

Система передачи АВУ. Система абонентского высокочастотного уплотнения (АВУ) позволяет организовывать на абонентской телефонной линии один дополнительный канал. В системе не используют промежуточных усилителей, а линейный спектр образуется однократным преобразованием исходного сигнала 0,3... 3,4 кГц: при передаче от абонента к станции с помощью несущей частоты 28 кГц, а при передаче от станции к абоненту — 64 кГц. В линию передаются несущая и две боковые полосы, что максимально упрощает и удешевляет оконечное оборудование. Система построена как двухпроводная двухполосная.

Глава  5.    ПОСТРОЕНИЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ! ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

5.1. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

В большинстве развитых стран мира принят курс на цифровизацию сетей связи, предусматривающий построение сети на базе цифровых методов передачи и коммутации. Это объясняется еле дующими существенными преимуществами цифровых методов передачи перед аналоговыми.                                                                 

Высокая помехоустойчивость. Представление информации в цифровой форме, т. е. в виде последовательности символов с малым числом разрешенных уровней (обычно не более трех) и детерминированной частотой следования, позволяет осуществлять регенерацию (восстановление) этих символов при, передаче их по линии связи, что резко снижает влияние помех и искажений на качество передачи информации. При этом, в частности, обеспечивается возможность использования цифровых систем передачи на линиях связи, на которых аналоговые системы применяться не могут.

Цифровые методы передачи весьма эффективны при работе по световодным линиям, отличающимся относительно высоким уровнем дисперсионных искажений и нелинейностью электронно-оптических и оптоэлектронных преобразователей.

Слабая зависимость качества передачи от длины линии связи. В пределах каждого регенерационного участка искажения передаваемых сигналов оказываются ничтожными. Длина регенерационного участка и оборудование регенератора при передаче сигналов на большие расстояния остаются практически такими же, как и в случае передачи на малые расстояния. Так, при увеличении длины линии в 100 раз для сохранения неизменным качества передачи информации достаточно уменьшить длину участка регенерации лишь на несколько процентов.

Стабильность параметров каналов ЦСП. Стабильность и идентичность параметров каналов (остаточного затухания, частотной и амплитудной характеристик и др.) определяются в основном устройствами обработки сигналов в аналоговой форме. Поскольку такие устройства, как будет показано ниже, составляют незначительную часть оборудования ЦСП, стабильность параметров каналов в таких системах значительно выше, чем в аналоговых. Этому также способствует отсутствие в ЦСП с ВРК влияния загрузки системы на параметры отдельных каналов.

Эффективность использования пропускной способности каналов для передачи дискретных сигналов. При вводе рискретных сигналов (например, передачи данных) непосредственно в групповой тракт ЦСП скорость их передачи может приближаться к скорости передачи группового сигнала. Если, например, при этом будут использоваться временные позиции, соответствующие только одному каналу ТЧ, то скорость передачи дискретных сигналов будет близка к 64 кбит/с, в то время как в аналоговых системах она обычно не превышает 9,6 кбит/с.

Возможность построения цифровой сети связи. Цифровые системы передачи в сочетании с цифровыми коммута-ционными станциями являются основой цифровой сети связи, в которой передача, транзит и коммутация сигналов осуществляются в цифровой форме. При этом параметры каналов практически не зависят от структуры сети, что обеспечивает возможность построения гибкой разветвленной сети связи, обладающей высокими надежностными и качественными показателями.

Высокие технико-экономические показатели. Передача и коммутация сигналов в цифровой форме позволяют реализовывать весь аппаратурный комплекс цифровой сети на чисто электронной основе с широким применением цифровых интегральных схем. Это позволяет резко уменьшать трудоемкость изготовления оборудования, добиваться высокой степени унификации узлов оборудования, значительно снижать его стоимость, потребляемую энергию и габаритные размеры. Кроме того, существенна упрощается эксплуатация систем и повышается надежность оборудования.

Отмеченные достоинства ЦСП в наибольшей степени проявляются в условиях цифровой сети связи. Такая сеть содержит только цифровые тракты, которые соединяются на сетевых узлах и заканчиваются цифровыми стыками с цифровыми системами коммутации и цифровыми абонентскими установками. Однако построение цифровой сети в масштабах нашей страны является весьма сложной задачей, решение которой потребует длительного времени и больших капиталовложений. В настоящее время внедрение ЦСП в существующую аналоговую сеть подготавливает базу для преобразования ее в будущем в цифровую.

Таким образом, предстоит длительный период сосуществования на сети аналоговой и цифровой техники связи, когда большое число соединений будет устанавливаться с использованием обоих видов техники. Для того чтобы в этих условиях обеспечить заданные характеристики каналов и трактов, гарантирующие высокое качество передачи информации, принципы проектирования цифровых и аналоговых систем передачи должны быть совместимы.

Аппаратура ЦСП состоит из аппаратуры формирования и приема цифровых сигналов, а также аппаратуры линейного тракта. Цифровой сигнал формируется в оборудовании аналого-цифрового преобразования (каналообразования) первичных ЦСП или в оборудовании временного группообразования ЦСП более высокого уровня. В первом случае на вход ЦСП поступают аналоговые сигналы, а во втором — цифровые.

В настоящем учебнике основное внимание уделено передаче телефонных сигналов по каналам ЦСП с ВРК при использовании импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). В этом случае формирование группового цифрового сигнала предусматривает последовательное выполнение следующих основных операций (рис. 5.1):

дискретизации индивидуальных телефонных сигналов по времени, в результате чего формируется импульсный сигнал, промодулированный по амплитуде, т. е. АИМ сигнал;

объединения N индивидуальных АИМ сигналов в групповой АИМ сигнал с использованием принципов временного разделения каналов;

квантования группового АИМ сигнала по уровню;

последовательного кодирования отсчетов группового АИМ сигнала, в результате чего формируется групповой ИКМ сигнал, г. е. цифровой сигнал.

5.2. ДИСКРЕТИЗАЦИЯ СИГНАЛА ВО ВРЕМЕНИ

В системах передачи с ВРК, как отмечалось в гл. 1, каждый канальный сигнал представляет собой периодическую последовательность импульсов, промодулированных исходным сигналом. При этом чаще всего используется амплитудно-импульсная модуляция, при- которой модулируется амплитуда импульсов, а другие параметры (длительность, частота следования, временное положение) остаются неизменными.

Таким образом, в процессе формирования АИМ сигнала осуществляется дискретизация непрерывного (аналогового) сигнала по времени в соответствии с известной теоремой дискретизации: любой непрерывный сигнал, ограниченный по спектру верхней частотой F_B, полностью определяется последовательностью своих дискретных отсчетов, взятых через промежуток времени Т_д≤¹/₂Fв, называемый периодом дискретизации. В соответствии с этим частота дискретизации, т. е. следования дискретных отсчетов, выбирается из условия F_д≥2F_в.

При АИМ амплитуда периодической последовательности импульсов изменяется в соответствии с изменениями амплитуды модулирующего сигнала c(t) (например, телефонного сигнала). Различают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода. При АИМ-1 амплитуда отсчетов, следующих с частотой дискретизации F_Д, изменяется в соответствии с изменениями модулирующего сигнала c(t), а при АИМ-2 амплитуда каждого отсчета неизменна и равна значению модулирующего сигнала c(t) в момент начала отсчета. На рис. 5.2 представлен исходный модулирующий сигнал c(t), а также сигналы при АИМ-1 и АИМ-2 в случае дискретизации двуполярных сигналов.

Поскольку все реально существующие непрерывные сигналы связи представляют собой случайные процессы с бесконечно широким спектром, причем основная энергия сосредоточена в относительно узкой полосе частот, перед дискретизацией на передаче необходимо с помощью фильтра нижних частот ограничить спектр сигнала некоторой частотой F_B. Для телефонных сигналов необходимо использовать ФНЧ с частотой среза F_в= 3,4 кГц.

Если длительность АИМ отсчетов τ_и много меньше периода их следования Т_Д) т. е. скважность q=T_Д∕τ_и≥1, то разница между АИМ-1 и АИМ-2 оказывается несущественной. Это условие выполняется в системах передачи с ЧРК, так как длительность канальных импульсов должна выбираться из условия τ_и≤Т_Д∕N, где N — число каналов.

Частотный спектр модулированной последовательности при АИМ однополярного сигнала содержит (рис. 5.3):

постоянную составляющую G_o;

составляющие с частотами исходного модулирующего сигнала F_H ... F_B;

составляющие  с   частотой   дискретизации  F_Д и   ее  гармоник составляющие боковых полос (нижней и верхней) при частоте дискретизации и ее гармониках kF_Д±(F_H...F_B).

При дискретизации двуполярных сигналов (телефонных, звукового вещания) в спектре АИМ сигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и составляющие с частотами F_Д и  kF_д.

Из рис. 5.3 видно, что для восстановления исходного непрерывного сигнала из АИМ сигнала на приеме достаточно поставить ФНЧ с частотой среза, равной F_B, который выделит исходный сигнал. Поскольку для телефонного сигнала F_B=3,4 кГц, то F_Д  должна выбираться из условия F_д≥6,8 кГц. Реально выбрана F_Д=8 кГц, что позволяет упрощать требования к ФНЧ приема.

При .F_Д = 8 кГц полоса расфильтровки ∆F_P оказывается достаточно большой и составляет ∆F_P= (F_Д—F_B)—F_B—1,2 кГц, а при F_д = 6,8 кГц ∆F_P=0  и потребовался бы ФНЧ приема с бесконечно большой крутизной. Кроме того, следует иметь в виду что если на выходе ФНЧ передачи появятся плохо подавленные составляющие исходного сигнала с частотами выше F_B+∆F_р (показанные штриховой линией на рис. 5.4), то это неизбежно (даже в случае идеального ФНЧ приема) приведет к искажениям сигнала при его восстановлении на приеме.

Выбор частоты дискретизации широкополосных групповых сигналов имеет свои особенности [6].

В соответствии с рис. 5.1 после дискретизации канальные сигналы, представляющие собой последовательности АИМ отсчетов, сдвинутых  по   времени  друг относительно  друга,  объединяются, в  результате чего образуется групповой АИМ сигнал   (АИМгр). На рис. 5.5 над каждым отсчетом указан номер канала, к которому он относится. Групповой АИМ сигнал передается между выходом формирователя АИМ сигнала (АИМ модулятора) и входом кодирующего устройства  в оконечном  оборудовании  передачи  выходом декодирующего устройства и входом устройства разделения   канальных   сигналов   (временного   селектора)   в   оконечном оборудовании приема. Прохождение группового АИМ сигнала по  цепям  с  ограниченной полосой  пропускания  или неравномерной АЧХ  сопровождается   искажением  формы  импульсов,   выражающейся в затягивании фронтов и срезов импульсов и возникновении выбросов. Это может привести к перекрытию временных интервалов между каналами и вызвать переходные помехи.

Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот сверху, называются искажениями первого рода. Ограничение полосы частот сверху связано с наличием реактивных элементов в цепях, по которым проходит групповой АИМ сигнал, с ограниченным быстродействием транзисторов, используемых в узлах формирования АИМ сигнала, и с другими факторами. Характер возникающих искажений при передаче прямоугольных импульсов показан на рис. 5.6, а. При этом, как правило, достаточно учитывать влияние только предшествующего канала, так как влияние более отдаленных по времени каналов оказывается малозаметным.

Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот снизу, называются искажениями второго рода. Это ограничение происходит из-за наличия в цепях группового сигнала реактивных элементов (трансформаторов, емкостей и др.). Характер возникающих искажений при передаче прямоугольных импульсов показан на рис. 5.6, б. В отличие от искажений первого рода выбросы обратной полярности затухают медленно, поэтому влия-нию подвергаются даже каналы, существенно удаленные по времени от влияющего канала. Это делает искажения второго рода более опасными по сравнению с искажениями первого рода. В реальных трактах возникают искажения обоих типов.

Таким образом, линейные искажения в системах с ВРК приводят к возникновению переходных помех между каналами. В то же время при прохождении группового АИМ сигнала по тракту, обладающему нелинейностью (например, через амплитудные ограничители, импульсные усилители, электронные ключи и др.), изменяются амплитуды отсчетов каждого из каналов, однако отсутствуют переходные помехи между каналами, поскольку длительность импульсов не изменяется. Следовательно, в отличие от систем с ЧРК в системах с ВРК качество передачи в большей степени определяется величиной и характером линейных искажений.

 Аналоговые сигналы дискретизируются в тракте передачи с помощью амплитудно-импульсных модуляторов, а канальные импульсы выделяются из группового АИМ сигнала на приеме с помощью временных селекторов. Эти устройства обычно выполняются в виде электронных ключевых схем, которые управляются импульсными последовательностями и практически не отличаются по схемной реализации.

К амплитудно-импульсным модуляторам и временным селекторам предъявляют достаточно жесткие требования в отношении быстродействия и линейности амплитудной характеристики. От их быстродействия зависит величина переходных помех между каналами, а линейность амплитудной характеристики во многом определяет величину нелинейных искажений. Кроме того, обычно требуется подавление управляющего импульсного напряжения, проникновение которого на выход модулятора или селектора вызывает возрастание шумов в канале. Это достигается за счет применения балансных схем модуляторов и временных селекторов.

На рис. 5.7 в качестве примера приведена упрощенная схема АИМ модулятора, выполненного в виде сбалансированного ключа на транзисторах VT₁ и VT₂. При наличии импульса в управляющем сигнале ключ открывается и через нагрузку протекает ток, пропорциональный входному сигналу, а между импульсами управляющего сигнала U_упр. ключ оказывается в закрытом (разомкнутом) состоянии и ток через нагрузку не протекает. Режимы работы транзисторов должны быть подобраны таким образом, чтобы в открытом состоянии сопротивление ключа было как можно меньше, а в закрытом — стремилось к бесконечности.

В результате в нагрузке формируется сигнал в виде АИМ-1. Управляющее импульсное напряжение в нагрузку не поступает, т. е. подавляется. Это объясняется тем, что управляющее напряжение поступает одновременно на базы VT₁ и VT₂ и вызывает появление эмиттерных токов, которые протекают через нагрузку в противоположных направлениях. Если транзисторы имеют одинаковые параметры, то эти токи равны по величине и суммарный ток в нагрузке оказывается равным нулю.                         

После объединения канальных сигналов формируется групповой АИМ сигнал, который перед операцией квантования необходимо преобразовать в АИМ-2. Принцип преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 можно пояснить с помощью схемы, представленной на рис. 5.8. На вход усилителя УС₁ с выходов канальных АИМ модуляторов (Kji₁) поступает групповой АИМ-1 сигнал. Ключ Кл₁ замыкается одновременно с KЛ₁ и подключает к выходу УС₁ накопительный конденсатор, который за короткое время заряда τ₃ заряжается до уровня, соответствующего амплитуде текущего АИМ отсчета. Время заряда обеспечивается достаточно малым благодаря небольшому выходному сопротивлению Ус₁. После размыкания ключей Кл₁ и Кл₂ напряжение заряда конденсатора остается практически неизменным до момента замыкания ключа Кл₃. Это обусловливается тем, что входное сопротивление Ус₂ выбирается достаточно большим, предотвращая разряд конденсатора. После замыкания Кл₃ конденсатор быстро разряжается и оказывается подготовленным к поступлению очередного АИМ отсчета. Таким образом, на выходе Ус₂ формируется групповой АИМ сигнал с плоской вершиной отсчетов, т. е. сигнал АИМ-2. На рис. 5.9 приведены временные диаграммы, поясняющие работу схемы. Ключи Кл₂ и Кл₃ могут быть реализованы, как и Кл₁ по схеме, приведенной на рис. 5.7.

Как видно из рис. 5.9, амплитуды отсчетов при АИМ-2 поддерживаются практически неизменными в течение всего канального интервала (τаим-2≈Т_д/N), что обеспечивает устойчивую работу кодирующего устройства, на вход которого поступает групповой АИМ сигнал.

5.3. КВАНТОВАНИЕ СИГНАЛА ПО УРОВНЮ

Как видно из рис. 5.2, АИМ сигнал является дискретным по времени, но непрерывным по уровню, так как амплитуда отсчетов может  принимать  бесконечное  множество  значений.   Это  потребует при кодировании использования кодов с числом разрядов, стремящимся к бесконечности. В связи с этим возникает задача ограничения числа возможных значений амплитуд АИМ отсчетов' конечным множеством, содержащим определенное число «разрешенных» амплитудных значений (уровней) N_KB. Эта задача решается в процессе квантования сигнала по уровню, при котором истинное значение каждого АИМ отсчета заменяется ближайшим разрешенным значением.

Операции квантования по уровню и кодирования, как правило, осуществляются в одном устройстве, называемом аналого-цифровым преобразователем (АЦП) или к о д е р о м, однако с целью выявления особенностей указанных операций целесообразно рассматривать их отдельно.

Значение N_KB, как будет показано ниже, зависит от вида передаваемого сигнала и требований к качеству передачи. Помимо общего числа уровней квантования N_KB квантующее устройство характеризуется ш а го м квантования и напряжением ограничения. Шагом квантования б называется разность между двумя соседними разрешенными уровнями, а U_огр определяет максимальное значение амплитуды отсчета, подвергаемого квантованию. Очевидно, что U_оГр должно быть выбрано таким образом, чтобы вероятность появления отсчета с амплитудой выше U_Огр была пренебрежимо мала. Очевидно, что δ=U_огр/Nк_В. Если шаг квантования во всем диапазоне изменений амплитуды сигналов остается постоянным, т. е. δ = const, то квантование называется равномерным.

На рис. 5.10, а приведена временная диаграмма, поясняющая принцип равномерного квантования униполярных сигналов, а на рис.   5.11, а — амплитудная  характеристика   квантующего  устрой-

ства U_Bыx = f(U_Bx).  Квантование осуществляется следующим образом. Если амплитуда отсчета в пределах двух соседних разрешенных уровней превышает половину шага квантования δ/2, то амплитуда отсчета изменяется в большую сторону, если меньше половины шага квантования — в меньшую сторону. Таким образом, операция квантования аналогична операции округления чисел, а следовательно, неизбежно приводит к возникновению ошибки, причем устранить эту ошибку на приеме не представляется возможным. Ошибкой квантования называется разность между истинным значением отсчета и его квантованным значением: ξ_кв(t) = U(t)-U_KB(t).

На рис. 5.10 истинное значение амплитуды каждого АИМ отсчета (до операции квантования) указано стрелкой. Как видно из рисунка, вне зависимости от амплитуды отсчета |ξ_кв(t)|≤δ/2. Можно показать, что средняя мощность шумов квантования при равномерном квантовании Р_ш._кв = δ²/12.

Амплитудная характеристика квантующего устройства (рис. 5.11, а) содержит две основные зоны: квантования и ограничения. В случае | U_вx | > | U_0ГР | происходит ограничение максимальных мгновенных значений сигнала и на выходе квантователя формируется отсчет с амплитудой, равной U_огр. При этом возникают шумы ограничения, мощность которых значительно больше мощности шумов квантования. Поэтому необходимо применять специальные   меры,   предотвращающие  перегрузку  квантователя.

Основной недостаток равномерного квантования заключается в следующем. Поскольку мощность шумов квантования не зависит от величины сигнала, защищенность от шумов квантования, определяемая как A_3.KB=101gPc/P_ш.кв = P_c—Р_ш.кв, оказывается небольшой для сигналов с малыми уровнями (слабых сигналов) и возрастает при увеличении уровня сигнала (рис. 5.12). Для того чтобы выполнить требования к защищенности А_3.кв.тр, необходимо уменьшить шаг квантования, т. е. увеличить число разрешенных уровней. При уменьшении δ в 2 раза мощность шумов квантования Р_ш.кв уменьшается в 4 раза, а защищенность A_з.кв возрастает на 6 дБ (см. рис. 5.12). При U_вх>U_огр, т. е. при р_с>р_огр, защищенность от шумов резко падает за счет попадания сигнала в зону ограничения.

Число уровней квантования N_кв однозначно связано с разрядностью кода т, необходимой для кодирования квантованных АИМ отсчетов. При использовании двоичных кодов N_кв = 2^m. Оценим необходимое число разрядов m при использовании равномерного квантования.

Можно считать, что речевой сигнал имеет экспоненциальное распределение (рис. 5.13):

где σс - среднеквадратическое значение напряжения сигнала.

Если выбрать U_oгp = 5_{σс max} (при этом, как показано на рис. 5.13, 1 вероятность перегрузки квантователя оказывается пренебрежимо малой), получим Р_ш.кв =25σ²_сmax/3N²_кв, а защищенность от шумов  квантования                     

Для максимального по амплитуде сигнала   (σ_с=σ_Стах)  получим А_{з.кв max} = 6 m —9,2 ДБ.

Чтобы оценить защищенность от шумов квантования для «слабых» сигналов, т. е. сигналов с минимальной амплитудой, следует учитывать,   что   распределение   средних   мощностей   телефонного сигнала соответствует нормальному распределению со среднеквад  ратическим отклонением σ=3,5... 5,5 дБ. При этом значение случайной величины с вероятностью 0,997 не выходит за пределы ±3σ, что при σ = 5,5 дБ составляет ±16,5 дБ. Таким образом, защищенность для слабых сигналов А_{з.кв min}=А_{3.кв max}—6σ=6m — 42,2, дБ.

Если требуется обеспечить защищенность от шумов квантования во всем динамическом диапазоне сигнала не менее чем A_3.кв.тр = 30 дБ, то оказывается, что потребуется m—12 (N_кв=4096)., При этом защищенность для сигналов с максимальной амплитудой (сильных) будет более чем на 30 дБ превышать А_3.кв.тр.

Большое число разрядов в коде (m=12) при равномерном квантовании приводит к усложнению аппаратуры и неоправданному увеличению тактовой частоты. Устранить указанный существенный недостаток можно, осуществляя неравномерное квантование, которое используется в современных ЦСП. Сущность неравномерного квантования заключается в следующем. Для слабых сигналов шаг квантования выбирается минимальным и постепенно увеличивается, достигая максимальных значений для сильных сигналов (рис. 5.10,6). На рис. 5.11,6 приведена амплитудная характеристика квантователя при неравномерном квантовании. При этом для слабых сигналов Р_ш.кв уменьшается, а для сильных— возрастает, что приводит к увеличению A_{3.кв .} Для слабых сигналов и снижению A_3.кВ — для сильных, которые имели большой запас по помехозащищенности (см. рис. 5.12). В результате удается снизить разрядность кода до т-8 (N_кв = 256), обеспечив при этом выполнение требований к защищенности от шумов квантования в широком динамическом диапазоне сигнала D_c, составляющем около 40 дБ (рис. 5.14). Таким образом происходит выравнивание A_з.кв в широком диапазоне изменения уровней сигнала.

Эффект неравномерного квантования  может быть получен  с помощью сжатия динамического диапазона сигнала с последующим равномерным квантованием. Сжатие динамического диапазона сигнала осуществляется с помощью компрессора, обладающего нелинейной амплитудной характеристикой (рис. 5.15). Для «отрицательных сигналов характеристика имеет аналогичный вид. Как видно из рис. 5.15, чем большей нелинейностью обладает компрессор, тем больший выигрыш может быть получен для слабых сигналов, т. е. δ₁<δ₂.

Для восстановления исходного динамического диапазона сигнала на приеме необходимо установить экспандер (расширитель), амплитудная характеристика которого должна быть обратной амплитудной характеристике компрессора (штриховые кривые яа рис. 5.15). Таким образом, результирующая (суммарная) амплитудная характеристика цепи компрессор-экспандер (компандер) должна быть линейной во избежание нелинейных искажений передаваемых сигналов.

В современных ЦСП находят применение две логарифмические характеристики компандирования (типов А и μ), которые удобно изображать и описывать в нормированном виде y=f(x), где у= = U_вых∕Uогр и х=U_вх/U_огр:

где А = 87,6 и μ = 255— параметры компрессии.

Характеристика компандирования типа А используется в ЦСП, соответствующих европейской иерархии, а типа μ — в ЦСП, соответствующих североамериканской иерархии. 

5.4. КОДИРОВАНИЕ. И ДЕКОДИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ

В процессе кодирования амплитуда каждого квантованного по уровню А ИМ отсчета представляется в виде двоичной последовательности, содержащей т символов (m-разрядной кодовой комбинации). Для определения структуры комбинации в простейшем случае нужно в двоичном коде записать амплитуду АИМ отсчета H_АИМ, выраженную в шагах квантования. В этом случае можно воспользоваться соотношением.

где а_i= {0, 1}—состояние соответствующего разряда комбинации; 2ⁱ — вес соответствующего разряда  в условных шагах квантования. Например, если m = 5, а H_АИМ =26, то кодовая комбинация будет иметь структуру 11010 (первый разряд — старший по весу), так как 26 = 0-2⁰+1 *2¹+0*2²+1 *2³+1 *2⁴=>11010. Последовательность m-разрядных кодовых комбинаций представляет собой групповой сигнал с ИКМ, называемый также цифровым.

На рис. 5.16 приведены временные диаграммы, поясняющие процесс кодирования при использовании пятиразрядного двоичного кода. Амплитуда отсчетов, поступающих на вход кодера, в данном случае может принимать значения в диапазоне H_аим = 0—31 условных шагов квантования, а на выходе кодера формируется цифровой сигнал с ИКМ, представляющий собой последовательность пятиразрядных кодовых комбинаций.

Как было показано выше, для качественной передачи телефонных сигналов при неравномерном квантовании необходимо использовать восьмиразрядный код (m = 8, а при равномерном— 12 - разрядный (m=12). На практике находят применение двоичные коды следующих типов: натуральный двоичный код, симметричный двоичный код, рефлексный двоичный код (код Грея).

Симметричный двоичный код в основном используется при кодировании двуполярных сигналов (например, телефонных). На рис. 5.17 показаны структура кода и кодовая таблица, соответствующая данному коду. Для всех положительных отсчетов знаковый символ имеет значение 1, а для отрицательных 0. Для положительных и отрицательных отсчетов, равных по амплитуде, структуры кодовых комбинаций полностью совпадают (за исключением знакового разряда), т. е. код является симметричным. Например, максимальному положительному сигналу соответствует код 11111111, а максимальному отрицательному — 01111111. Абсолютное значение шага квантования δ = U_огр/2^m-1.

Натуральный двоичный код в основном используется при кодировании однополярных сигналов. На рис. 5.18 показаны структура кода и кодовая таблица, соответствующая данному коду (при τ = 8). Очевидно, что число комбинаций различной структуры равно 256, причем минимальному сигналу соответствует комбинация 00000000, а максимальному—11111111. Абсолютное значение шага квантования δ = U_Огр/2^m.

С помощью натурального двоичного кода можно кодировать и двуполярные сигналы, обеспечив предварительно их смещение, как показано на рис. 5.17. В этом случае, очевидно, изменяется амплитуда кодируемых отсчетов, причем переход от амплитуды отсчета Н_c, выраженной в шагах квантования, при использовании симметричного кода к амплитуде этого же отсчета Н_H при использовании натурального кода и наоборот можно осуществить следующим образом (рис. 5.17 и 5.18):

Натуральный и симметричный двоичные коды являются наиболее простыми. Как для натурального, так и для симметричного кода ошибка в одном из символов может привести к значительным искажениям сигнала. Если, например, в кодовой комбинации вида 11010011 ошибка произошла в пятом разряде, т. е. принята комбинация 11000011, то амплитуда отсчета будет меньше истинного значения на 2⁴= 16 условных шагов квантования. Наиболее опасными, очевидно, будут ошибки в старших разрядах (Р₈, Р₇).

Рассмотрим принципы построения кодирующих и декодирующих устройств, которые могут быть линейными и нелинейными.

Линейным кодированием называется кодирование равномерно квантованного сигнала, а нелинейным — неравномерно квантованного сигнала.

Код, формируемый в кодере, называется параллельным, если сигналы (импульсы и пробелы, т. е. 1 и 0), входящие в состав m-разрядной кодовой группы, появляются на разных выходах кодера одновременно, причем каждому выходу кодера соответствует сигнал определенного разряда. Код называется последовательным, если все сигналы, входящие в состав m-разрядной кодовой группы, появляются на одном выходе кодера поочередно со сдвигом по времени (обычно начиная со старшего по весу разряда). Параллельный код может преобразовываться в последовательный (рис. 5.19, а) и наоборот (рис. 5.19,б) с помощью логических схем, обеспечивающих сдвиг импульсов во времени (например, регистров сдвига). Запись и считывание информации из регистра осуществляется под управлением сигналов, поступающих от генераторного оборудования.

По принципу действия кодеры делятся на кодеры счетного типа, матричные, взвешивающего типа и др. В ЦСП чаще всегда используются кодеры взвешивающего типа, среди которых простейшим является кодер поразрядного взвешивания (рис. 5.20), на выходах которого формируется натуральный двоичный код. Принцип работы таких кодеров заключается в уравновешивании кодируемых отсчетов суммой эталонных токов (напряжений) с определенными весами. Схема линейного кодера поразрядного взвешивания содержит восемь ячеек (при т = 8), обеспечивающих формирование значения соответствующего разряда (1 или 0). В состав каждой ячейки (за исключением последней, соответствующей младшему по весу разряду) входят схема сравнения СС (компаратор) и схема вычитания (СВ).

Схемы сравнения обеспечивают сравнение амплитуды поступающего АИМ сигнала с эталонными сигналами, амплитуды которых соответствуют весам соответствующих разрядов (U_Эт6=2⁷δ = 128δ, U_эт7 = 2⁶δ = 64δ;...; U_эт1 = 1δ). Если амплитуда сигнала на входе СС_i равна или превышает U_этi, то на выходе CС формируется 1 (импульс), в СВ_i из сигнала вычитается U_ЭТi, после чего он поступает на вход следующей ячейки. Если амплитуда сигнала на входе CQ меньше U_3Ti, то на выходе СС_i формируется 0 (пробел) и сигнал проходит через СВ_i без каких-либо изменений. После окончания процесса кодирования данного отсчета на выходах кодера получают восьмиразрядный параллельный код, кодер устанавливается в исходное положение и начинается процесс кодирования следующего отсчета. Таким образом, процесс кодирования соответствует операции взвешивания (амплитуда кодируемого отсчета в процессе кодирования уравновешивается суммой эталонных значений соответствующих разрядов).

Если, например, на вход кодера поступает отсчет с амплитудой H _АИМ = 174δ, то СС₆ формирует Р₈=1 и на вход седьмой ячейки поступит сигнал с амплитудой H_АИМ =174δ—128δ = 46δ. На выходе СС₇ получим Р₇=0, и на вход .третьей ячейки кодера поступит сигнал с той же амплитудой H_АИМ =46δ. На выходе СС₆ получим Р₆ = 1, и на вход следующей ячейки поступит сигнал с H_АИМ= 46δ—32δ=14δ и т. д. В результате будет сформирована кодовая комбинация вида 10101110 (первый разряд — старший по весу).

При кодировании двуполярных сигналов в кодере необходимо иметь две схемы формирования эталонов (ФЭ) для кодирования положительных и отрицательных отсчетов.

В процессе декодирования сигнала m-разрядные кодовые комбинации преобразуются в АИМ отсчеты с соответствующими амплитудами. Сигнал на выходе декодера может быть получен в результате суммирования эталонных сигналов (U_ЭT) тех разрядов кодовой комбинации, значение которых равно 1. Так, если на вход

декодера поступает кодовая комбинация 10101110, то амплитуда АИМ отсчета на выходе декодера H_аим =128δ + 32δ+ 8δ+4δ + 2δ =  174δ.

Структурная схема линейного декодера взвешивающего типа представлена на рис. 5.21. Под воздействием управляющих сигналов, поступающих от генераторного оборудования, в регистр сдвига записывается очередная восьмиразрядная кодовая комбинация. После этого замыкаются только те ключи (КЛ₁... КЛ₈), которые соответствуют разрядам, имеющим значение 1. В результате на вход сумматора от формирователя эталонных сигналов (ФЭ) поступают соответствующие эталонные сигналы, в результате чего на выходе сумматора формируется АИМ отсчет с определенной амплитудой.

Очевидно, что если в процессе передачи цифрового сигнала по линейному тракту в одном (или больше) разряде кодовой комбинации произойдет ошибка, то амплитуда отсчета на выходе декодера будет отличаться от истинного значения. Если, например, в комбинации 10101110 произойдет ошибка в Р₆, т. е. на вход декодера поступит комбинация 10001110, то амплитуда отсчета на выходе декодера H_аим =128 δ + 8 δ + 4 δ + 2 δ = 142 δ, т. е. на 32 δ меньше истинной амплитуды отсчета, равной 174 δ.

Рассмотренная схема кодера поразрядного взвешивания содержит большое число схем сравнения, которые являются относительно сложными устройствами. На практике чаще используется кодер взвешивающего типа с использованием одной схемы сравнения и цепи обратной связи, содержащей декодер (рис. 5.22). Под воздействием управляющего сигнала (ƒ_T), поступающего от генераторного оборудования, на вход декодера от схемы управления (Упр) в каждом такте последовательно подается 1 с каждого из т выходов, начиная со старшего разряда. На выходе декодера формируется уравновешивающий АИМ сигнал (АИМ_УР), который поступает на вход СС, где сравнивается с входным АИМ сигналом. В  зависимости  от результата сравнения  на  выходе  СС  формируется значение текущего разряда: 1 (при U _аим≥U_аимур) или 0 (при U _аим<U_аимур).

Этот сигнал поступает на выход декодера и по цепи обратной связи — на вход схемы управления, причем при поступлении 1 состояние соответствующего выхода схемы управления остается неизменным (1), а при поступлении 0 также изменяется на 0. В результате через т тактов на выходах схемы управления будет сформирована комбинация, для которой U_аимур= U_аим (с учетом ошибки квантования).

При построении кодеров и декодеров (см. рис. 5.20 и 5.21) необходимо использовать ФЭ, формирующие набор эталонных сигналов, причем соотношение между значениями двух соседних эталонов равно 2 (16,26,46,..., 1286). Общая идея построения таких устройств заключается в использовании одного высокостабильного эталонного источника сигнала и цепочки схем, имеющих коэффициент передачи K=1/2 (рис. 5.23). Такие схемы обычно имеют вид матрицы, реализуемой на прецизионных сопротивлениях двух номиналов (R и 2R).

В современных ЦСП применяются нелинейные кодирующие и декодирующие устройства (нелинейные кодеки), обеспечивающие кодирование и декодирование сигналов с неравномерной шкалой квантования при восьмиразрядном коде (т = 8). Для кодирования  неравномерной шкалой квантования могут использоваться следующие способы:

аналоговое компандирование, характеризующееся компрессией (сжатием) динамического диапазона сигнала перед линейным кодированием, и экспандированием (расширением) динамического диапазона сигнала после линейного декодирования;

нелинейное кодирование, характеризующееся кодированием сигнала в нелинейных кодерах, сочетающих функции аналого-цифрового преобразования и компрессора;

цифровое компандирование, характеризующееся кодированием сигнала в линейном кодере с большим числом разрядов с последующей нелинейной цифровой обработкой результата кодирования.

При аналоговом компандировании (рис. 5.24) на входе линейного кодера (ЛК) и выходе линейного декодера (ЛД) включаются соответственно аналоговые компрессор (АК) и экспандер (АЭ), обеспечивающие соответствующее нелинейное преобразование аналогового сигнала   (см. рис. 5.15). В качестве базового элемента

для построения АК и АЭ двуполярных сигналов может использоваться двухполюсник (рис. 5.25). С помощью резисторов обеспечиваются выбор нужного режима работы и выравнивание параметров схемы для положительных и отрицательных сигналов. Существенный недостаток данного способа заключается в том, что очень сложно добиться полностью взаимообратных амплитудных характеристик компрессора и экспандера, вследствие чего суммарная амплитудная характеристика системы компрессор-экспандер будет отличаться от линейной (см. рис. 5.15). Это неизбежно приведет к нелинейным искажениям передаваемых сигналов. Аналоговое компандирование использовалось на первых этапах развития ЦСП, а в настоящее время не применяется.

Наиболее часто в современных ЦСП используются нелинейные кодеки, для удобства реализации которых на цифровых схемах целесообразно отказаться от плавной характеристики компрессии и заменить ее сегментированной характеристикой, представляющей собой кусочно-ломаную аппроксимацию плавной характеристики компрессии.

На рис. 5.26 приведена сегментированная А-характеристика компрессии для положительных сигналов (для области отрицательных значений сигнала она имеет аналогичный вид). Формально общее число сегментов на полной характеристике (для отрицательных и положительных сигналов) составляет 16, однако четыре центральных сегмента (по два в положительной и отрицательных областях) фактически образуют один сегмент, вследствие чего фактическое число сегментов равно 13. Поэтому такую характеристику называют характеристикой компрессии типа А =87,6/13. Каждый из сегментов характеристики (см. рис. 5.26) содержит 16 шагов квантования, а их общее число равно 256 (по 128 для каждой полярности сигнала). При этом принята следующая нумерация сегментов N_c и шагов квантования N_m внутри каждого сегмента: (N_c = 0, 1, 2,..., 7 и N_m=0, 1, 2,..., 15. Очевидно, что внутри каждого сегмента шаг квантования оказывается постоянным, т. е. осуществляется равномерное квантование, а при переходе к сегменту с большим порядковым, номером шаг квантования увеличивается в 2 раза, так как наклон сегмента уменьшается вдвое. Самый маленький шаг квантования (δ₀) соответствует двум первым сегментам (N_C = 0, 1) и оказывается равным

Таким образом, максимальный шаг квантования (в седьмом сегменте) δ₇=2⁶δ₀ т. е. в 64 раза превышает минимальный шаг. Таким образом, коэффициент компандирования, определяемый как отношение наибольшого шага квантования к наименьшему, равен 2⁶ = 64, а выигрыш в помехозащищенности для слабых сигналов равен 201g[A/(1 + 1nA)]=24дБ.

Типичная зависимость защищенности от шумов квантования Aз.кв от уровня сигнала р_с (при гармоническом сигнале) для характеристики A =87,6/13 приведена на рис. 5.27. Для слабых сигналов, не выходящих за пределы нулевого и первого сегментов. как видно из рис. 5.27, осуществляется равномерное квантование с минимальным шагом квантования δ о и A_з._кв увеличивается с ростом р_с. При переходе к второму сегменту шаг квантования увеличивается в 2 раза, т. е. становится равным 2 δ ₀, вследствие чего А_з.кв резко уменьшается, а затем в пределах данного сегмента возрастает с ростом р_с, поскольку внутри сегмента осуществляется: равномерное квантование.

Такой характер изменения А_з.кв наблюдается и при переходе ко всем последующим сегментам. После попадания сигнала в зону ограничения защищенность резко падает за счет перегрузки кодера.

Структура кодовой комбинации, формируемой на выходе кодера с характеристикой А =87,6/13, имеет вид PXYZABCD, где Р — знаковый символ (1—для положительных сигналов, 0 — для отрицательных); XYZ — символы кода номера сегмента N_c; ABCD — символы кода номера шага внутри сегмента N_ш (см. рис. 5.26). Если, например, положительный отсчет на входе кодера имеет амплитуду, соответствующую девятому шагу квантования в шестом сегменте, то на выходе кодера будет сформирована комбинация 11101001 (P=l, XYZ=110, так как N_с = 6, ABCD = 1001, так как N_ш = 9). В табл. 5.1 приведены основные параметры, характеризующие нелинейное кодирование с использованием характеристики А =87,6/13.

Схемы и принцип действия нелинейных кодеков взвешивающего типа в основном те же, что и у линейных кодеков. Наибольшее отличие заключается в последовательности включения эталонных источников в процессе кодирования исходного сигнала.

 Для кодирования сигнала одной полярности в формирователе Эталонных сигналов кодера необходимо формировать 11 эталонных сигналов (подчеркнуты в табл. 5.1).

На   рис.   5.28   представлена   упрощенная   структурная   схема юелинейного   кодера   взвешивающего   типа,   содержащая   схему , сравнения   (СС), схему переключения и суммирования эталонов (СПСЭ), две схемы формирования эталонных сигналов   (ФЭ₁ и ФЭ₂)   для положительных и отрицательных отсчетов, управляющую логическую схему (УЛС). Кодирование осуществляется в течение восьми тактов, в каждом из которых формируется один из символов кодовой комбинации.

При этом можно выделить три следующих этапа:

формирование знакового символа Р (такт 1);

формирование кода номера сегмента XYZ (такты 2—4);

формирование кода номера шага внутри сегмента ABCD (такты 5—8).

В первом такте определяется знак поступившего на вход кодера очередного отсчета. Если отсчет положительный, то формируется Р=1 и к схеме подключается ФЭ₁  а в противном случае формируется Р = 0 и к схеме подключается ФЭ₂.

Формирование кода номера сегмента осуществляется следующим образом (рис. 5.29).

Во втором такте УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного сигнала U_эт=128 δ₀, соответствующего нижней границе четвертого сегмента (см. табл. 5.1). Если амплитуда отсчета U _аим ≥ U_эт=128 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех старших сегментов (N_с = 4...7), формируется очередной символ Х=1, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если же U _аим < U_эт=128 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех младших сегментов (N_c — 0 ... 3), и формируется  символ Х=0, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС.

В третьем такте формируется третий символ комбинации (Y). В зависимости от значения предыдущего символа (X) уточняется номер сегмента, в который попадает кодируемый отсчет. Если Х = 1, то УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного напряжения U_эт = 512 δ₀, соответствующего нижней границе шестого сегмента (см. табл. 5.1). Если U _аим ≥ U_эт = 512 δ₀  то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух старших сегментов (N_c = 6 или N_c = 7), и формируется очередной символ Y=l, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если U _аим < U_эт = 512 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый или  пятый сегмент, и  формируется Y=0. Если Х = 0, то УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного напряжения U_Эт = 32 δ₀, соответствующего нижней границе второго сегмента.

Если U _Аим> U_Эт = 32 δ₀,. то принимается решение, что отсчет попадает во второй и третий сегменты, и формируется Y=l. Если U_аимур< U_Эт = 32 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух младших сегментов, и формируется Y=0.

В четвертом такте кодирования формируется символ Z, т. е. последний символ в коде номера сегмента. В зависимости от значений предыдущих символов (XY) окончательно устанавливается номер сегмента, соответствующего данному отсчету. Так, если Х=1 и Y = 0, то включается эталонное напряжение U_эт = 256 δ₀, соответствующее нижней границе пятого сегмента. Если U _аим> U_эт = 256 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в пятый сегмент; формируется символ Z=l и эталонное напряжение U_эт = 256 δ₀остается включенным до конца процесса кодирования данного отсчета. Если U _аим< U_эт = 256 δ₀, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый сегмент, формируется Z = 0 и до конца процесса кодирования включается U_эт=128 δ₀, соответствующее нижней границе четвертого сегмента.

В результате после четырех тактов кодирования сформируются четыре символа комбинации (PXYZ) и к СС подключится одно из восьми эталонных напряжений, соответствующих нижней границе сегмента, в который попадает кодируемый отсчет.

В оставшихся четырех тактах последовательно формируются символы ABCD кодовой комбинации, значение которых зависит от номера шага квантования внутри сегмента, соответствующего амплитуде кодируемого отсчета. Поскольку внутри любого сегмента осуществляется равномерное квантование, то процесс кодирования реализуется, как и в линейных кодерах взвешивающего типа', с помощью последовательного включения эталонных напряжений, соответствующих данному сегменту (см. табл. 5.1).

Так, если на вход кодера поступил положительный отсчет с амплитудой U _аим = 672 δ₀, то после первых четырех тактов сформируются символы PXYZ=1110 и к СС подключится эталонное напряжение U_эт = 512 δ₀, соответствующее нижней границе шестого сегмента. В пятом такте к этому эталонному сигналу добавится максимальное эталонное напряжение U_эт = 256 δ₀, соответствующее старшему символу (А) в коде номера шага квантования для шестого сегмента. Так как U _аим = 672 δ₀< U_эт = 512 δ₀ + 256 δ₀, то формируется символ А = 0 и вместо U_эт = 256 δ₀ в шестом такте подключается эталонное напряжение следующего разряда U_эт=128 δ₀. Поскольку U _аим = 672 δ₀< U_эт = 512 δ₀ + 128 δ₀, то на выходе СС формируется символ В = 1, эталонное напряжение не изменяется и в следующем седьмом такте подключается эталонное напряжение очередного разряда U_эт = 64 δ₀. Так как U _аим = 672 δ₀= U_эт = 512 δ₀ + 256 δ₀₊  64 δ₀, формируется символ С = 0 и эталонное напряжение данного разряда (U_эт = 64 δ₀) отключается. В последнем такте подключается эталонное напряжение младшего символа (D) U_Эт = 32 δ₀. Поскольку U _аим = 672 δ₀= U_эт = 512 δ₀ + 128 δ₀ + 32 δ₀, формируется символ D=l и процесс кодирования данного отсчета заканчивается. Таким образом, на выходе кодера будет сформирована кодовая комбинация 11100101.

Как отмечалось выше, в процессе кодирования могут использоваться 11 эталонных сигналов, однако к моменту завершения процесса   кодирования   любого   отсчета   окажутся   включенными

не более пяти эталонных сигналов (один из них соответствует нижней границе сегмента, не более четырех — эталонным сигналам в пределах соответствующего сегмента). В рассмотренном случае окажутся включенными только три эталонных сигнала (512бо, 128б₀, 32б₀).

Следует иметь в виду, что амплитуда кодируемого отсчета не всегда может быть точно уравновешена эталонными сигналами, как в рассмотренном примере. В общем случае неизбежно будет возникать ошибка квантования U_ош._кв, максимальное значение которой равно половине шага квантования в пределах соответствующего сегмента, т. е. |U_ош._кв | ≤0,5 ₀ для нулевого и первого сегментов (для слабых сигналов) и |U_ош._кв  |≤ 32 δ₀ для седьмого сегмента (сильный сигнал).

Рассмотрим особенности третьего способа кодирования с неравномерной шкалой квантования, т. е. цифрового компандирования.

При цифровом компандировании (рис. 5.30) осуществляется линейное (равномерное) кодирование (ЛК) с большим числом разрядов (например, т=12) с последующим цифровым преобразованием (цифровым компрессированием ЦК) с помощью логических устройств в восьмиразрядный нелинейный код, имеющий ту же структуру, что и при использовании нелинейного кодера с характеристикой компрессии типа A = 87,6/13 (см. рис. 5.26). Способ преобразования 12-разрядных кодовых комбинаций линейного кода в 8-разрядные комбинации нелинейного кода показан в табл. 5.2. Первый разряд (Р) остается без изменений и несет информацию о полярности сигнала. Значение символов XYZ, определяющих номер сегмента N_c, соответствует числу нулей (l) в 12-разрядной комбинации между символом Р и символами АВСД (фактически символы XYZ представляют собой инверсированный натуральный

трехразрядный двоичный код величины /). После формирования символов XYZ в восьмиразрядном коде символы ABOD переписываются без изменений, а все остальные символы 12-разрядной комбинации отбрасываются вне зависимости от их значения, определяя ошибку квантования. На приеме восстановление АИМ сигнала осуществляется с помощью цифрового экспандера (ЦЭ) и линейного декодера  (ЛД).

Нелинейное декодирование осуществляется аналогично линейному с учетом отмеченных особенностей нелинейного кодирования. Так, в процессе нелинейного декодирования, т. е. формирования АИМ отсчета с определенной амплитудойU _аим, по структуре кодовой комбинации (PXYZABCD) определяются знак отсчета и номер сегмента (N_c), после чего находится значение U _аим (с учетом того, что к декодированному сигналу с целью уменьшения ошибки квантования добавляется напряжение, равное половине шага квантования в данном сегменте):

где U_этi — эталонное напряжение, соответствующее нижней границе i-гo сегмента; δ _i< — шаг квантования в i-м сегменте.

Если, например, на вход декодера поступает кодовая комбинация 01010110 (т. е. Р = 0, N_c = 5, δ i= 16 δ ₀, U_этi = 256 δ₀; А=0; B = l; C=l, D = 0), то на выходе декодера будет сформирован АИМ отсчет с амплитудой U _аим = — (256 δ ₀+0*8* 16 δ ₀+ 1*4*16 δ ₀+ 1*2-*16 δ ₀+ 0*16 δ₀ + 0,5*16 δ₀) = — (256 δ ₀+ 64 δ ₀+ 32 δ ₀ + 8 δ ₀) =  —З60 δ ₀=—360 •*2^-11U_огр.

Таким образом, в декодере в данном случае суммируются эталонные напряжения, равные 256 δ₀, 64 δ₀, 32 δ ₀ и 8 δ₀.

5.5. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП

В состав оконечной станции аппаратуры ЦСП, предназначенной для передачи телефонных сигналов, входит индивидуальное и групповое оборудование. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны, и на рис. 5.31 показано индивидуальное оборудование только для одного канала.

Сигнал от абонента поступает на двухпроводный вход канала и далее через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть индивидуального оборудования каждого канала содержит усилитель низкой частоты (УНЧ_пер), фильтр нижних частот (ФНЧ_пер) и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ). В ФНЧ_пер сигнал ограничивается по спектру (F_д = 3,4 кГц), что необходимо перед дискретизацией сигнала. В модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ сигнал, представляющий собой последовательность канальных АИМ отсчетов. Канальные АИМ сигналы всех каналов объединяются в групповой АИМ сигнал (АИМ_ГР).

В групповом оборудовании тракта передачи перед кодированием групповой АИМ сигнал, имеющий вид АИМ₁ преобразуется в групповой сигнал АИМ₂ (см. рис. 5.2). В кодирующем устройстве (Код) осуществляется последовательное нелинейное кодирование отсчетов группового АИМ сигнала, в результате чего на выходе кодера формируется групповой цифровой сигнал с импульснокодовой модуляцией, представляющий собой последовательность восьмиразрядных кодовых комбинаций каналов. Как будет отмечено ниже, в цикле передачи системы помимо информационных символов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать ряд дополнительных сигналов, к которым, в частности, относятся: сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы цикловой (ЦС) и сверхцикловой (СЦС) синхронизации; сигналы передачи дискретной информации (ДИ) и др.

Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающей части согласующего устройства (СУ_пер), где преобразуются в цифровую форму для ввода через схему формирования циклов  (ФЦ)   (так же как и сигналы ЦС, СЦС и ДИ) в цифровой поток, т. е. добавляются  к информационным символам.  В  результате на  выходе ФЦ формируется полный цифровой поток, имеющий циклическую структуру, причем его основные параметры строго регламентированы.

Цифровой сигнал на выходе ФЦ представляет собой униполярный (однополярный) цифровой поток (см. рис. 5.16). Однако передача такого сигнала по линии затруднена (см. гл. 6), поэтому униполярный двоичный код в преобразователе кода передачи (ПКпер) преобразуется в двуполярный код, параметры которого отвечают определенным требованиям.

С помощью линейного трансформатора ЛТр обеспечиваются согласование аппаратуры с линией и подключение блока дистанционного питания (ДП) линейных регенераторов. Как видно из рис. 5.31, дистанционное питание в данном случае осуществляется постоянным током по искусственным цепям (с использованием средних точек ЛТр) по системе «провод-провод».

В тракте приема искаженный цифровой линейный сигнал поступает в станционный регенератор (PC), где восстанавливаются основные параметры сигнала (амплитуда, длительность, период следования). На выходе ПК_пр восстанавливается униполярный двоичный сигнал, из которого с помощью приемника синхросигнала (ПСС) выделяются сигналы цикловой и сверхцикловой синхронизации, управляющие работой генераторного оборудования приема (ГО_пр), а также символы СУВ и ДИ, которые поступают на СУ_пр и ДИ_пр соответственно.

Декодирующее устройство (Дек) последовательно декодирует кодовые группы отдельных каналов, в результате чего на выходе декодера формируется групповой АИМ сигнал.

В индивидуальной части оборудования приема с помощью временных селекторов (ВС) из последовательности отсчетов группового АИМ сигнала выделяются АИМ отсчеты соответствующего канала. С помощью ФНЧ_ПР выделяется огибающая последовательности канальных АИМ отсчетов, т. е. восстанавливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧ_пр и через ДС поступает к абоненту.

Работой всех основных узлов оконечной станции управляет генераторное оборудование (ГО_пер и ГО„р), формирующее все необходимые импульсные последовательности, следующие с разт личными частотами (например, с частотой дискретизации F_д, тактовой частотой F_т и др.).

На рис. 5.32 приведены временные диаграммы, поясняющие работу оконечной станции ЦСП при условии безыскаженной передачи сигналов и  m=4 (контрольные точки указаны на рис. 5.31).

В ЦСП цифровой групповой сигнал представляет собой непрерывную последовательность следующих друг за другом циклов (цикличность передачи заложена в самом принципе временного разделения каналов). Под циклом передачи будем понимать интервал времени, в течение которого передаются отдельные кодовые комбинации (или разряды) всех N каналов системы передачи и n_сл символов необходимых служебных сигналов (синхронизации, СУВ, ДИ и др.).

Для ЦСП, в которых осуществляется аналого-цифровое преобразование (кодирование) сигналов (например, ИКМ-30, ИКМ-15,) длительность цикла   Т_ц выбирается равной  периоду дискретизации T_д, т. е. Tц = T_д=125 мкc (при F_д=8 кГц).

Помимо длительности цикла T_ц строго регламентируются об-Щее число импульсных позиций п * и их распределение между различными информационными и служебными сигналами. Таким образом, каждая импульсная позиция цикла строго закреплена за сигналами определенного вида.

В базовых ЦСП (например, ИКМ-30) цикл передачи (рис. 5.33) Разделяется на Л/ки канальных интервалов, причем jVkh = А^_и„ф + + ^«, где Л^и„ф — число информационных интервалов, равное числу каналов N, а Л/_сл — количество служебных канальных интервалов,

выделенных для  передачи  служебных сигналов.  Обычно  принимается следующая нумерация канальных интервалов: КИ₀, КИ₁, КИ₂, КИ₃.....КИ_N-1 Очевидно,  длительность  канального  интервала Т_ки —T_ц/N _ки.  Каждый из канальных интервалов содержит т импульсных позиций (обычно т = 8, так как применяется восьмиразрядный нелинейный код), которые также называют тактовыми интервалами (ТИ). Длительность ТИ, очевидно, Т_Ти = Т _ки /т_, а общее число ТИ в цикле передачи n=mN_ки. В каждом тактовом интервале может быть передан один двоичный символ (1 или 0), причем чаще всего передача импульсов осуществляется со скважностью, равной 2, т. е. длительность импульса (1) T_и = 0,5T_Ти.

Для передачи СУВ всех N телефонных каналов организуется сверхцикл, состоящий из М циклов (см. рис. 5.33). В каждом из циклов сверхцикла в одном из КИ поочередно передаются СУВ только для одного или двух телефонных каналов. Во втором случае M = N/2+l (один цикл сверхцикла используется для передачи сверхциклового синхросигнала). При этом принята следующая нумерация циклов в сверхцикле: Ц_о, Ц₁, Ц₂,... Ц_м-1 В Ц₀ обычно передается сверхцикловой синхросигнал (СЦС), который обозначает начало сверхцикла и обеспечивает правильное разделение СУВ по телефонным каналам на приемной станции. Передача СУВ для всех телефонных каналов в каждом цикле, т. е. без организации сверхцикла, нецелесообразна, так как привела бы к чрезмерному увеличению объема служебной информации, а кроме того, не имеет особого смысла, так как длительность даже самых коротких сигналов управления и взаимодействия в десятки раз превышает Длительность цикла передачи. Увеличение же объема служебной информации привело бы к необходимости повышения скорости передачи (при сохранении числа информационных каналов) либо к уменьшению числа информационных каналов (при сохранении скорости передачи).

5.6. ПРИНЦИПЫ СИНХРОНИЗАЦИИ В ЦСП

В ЦСП с ВРК правильное восстановление исходных сигналов на приеме возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудования на передающей и приемной станциях (ГОпер и ГОпр). Учитывая принципы формирования цифрового группового сигнала, рассмотренные выше, для нормальной работы ЦСП должны быть обеспечены следующие виды синхронизации: тактовая, цикловая и сверхцикловая.

Тактовая синхронизация обеспечивает равенство скоростей обработки цифровых сигналов в линейных и станционных регенераторах, кодеках и других устройствах ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой частотой F_T.

Цикловая синхронизация обеспечивает правильное разделение и декодирование кодовых групп цифрового сигнала и распределение декодированных отсчетов по соответствующим каналам в приемной части аппаратуры.

Сверхцикловая синхронизация обеспечивает на приеме правильное распределение СУВ по соответствующим телефонным каналам.

Нарушение хотя бы одного из видов синхронизации приводит к потере связи по всем каналам ЦСП.

На рис. 5.34, а показано временное распределение циклов в сверхцикле, формируемом на передаче. При наличии тактовой, цикловой и сверхцикловой синхронизации на приеме временное расположение циклов и сверхциклов, определяемое генераторным оборудованием приема, соответствует расположению на передаче, т. е. не изменяется. При этом осуществляется правильное разделение информационных сигналов и СУВ по - соответствующим телефонным каналам. Рассмотрим случаи нарушения цикловой и сверхцикловой синхронизации (при наличии тактовой).

При нарушении цикловой синхронизации (рис. 5.34, б) границы циклов на приеме произвольно   смещаются   по отношению к границам циклов группового сигнала, поступающего на вход приемного оборудования (рис. 5.34, а). Это приводит к неправильному разделению канальных сигналов и СУВ, т. е. к потере связи по всем каналам. В частном случае (если временной сдвиг ∆T окажется кратным T_ки) может произойти переадресация информации, при которой на выход i-го канала будет поступать информация, относящаяся к некоторому  каналу. Очевидно, что нарушение цикловой синхронизации неизбежно приведет к нарушению сверхцикловой синхронизации.

При нарушении сверхцикловой синхронизации, но сохранении тактовой и цикловой границы циклов на приеме и передаче совпадают, но нарушается порядок счета циклов в сверхцикле, т. е. на приеме смещаются границы сверхцикла (рис. 5.34, в). Это приведет на приеме к неправильному распределению СУВ, передаваемых в определенном порядке в сверхцикле, между телефонными каналами. Поскольку СУВ представляет собой набор сигналов, управляющих работой приборов АТС (набор номера, ответ, отбой, разъединение и др.), нарушение сверхцикловой синхронизации также приведет к потере связи по всем каналам. В частных случаях могут быть установлены случайные соединения абонентов, разрушены ранее установленные связи и т. п.

Очевидно, что нарушение тактовой синхронизации сделает невозможным установление цикловой и сверхцикловой синхронизации, так как обработка символов цифрового группового сигнала с частотой, отличной от тактовой F_T, приведет к недопустимому возрастанию числа ошибок.

Система тактовой синхронизации включает в себя (рис. 5.35) задающий генератор. (ЗГ), входящий в состав ГО передающего оборудования оконечной станции (Пер) и вырабатывающий импульсную последовательность с тактовой частотой F_T, и устройства выделения тактовой частоты (ВТЧ), устанавливаемые в том оборудовании, где осуществляется обработка сигнала с частотой F_T: в линейных регенераторах (ЛР), приемном оборудовании (Пр) оконечной станции и др. (см. рис. 5.31).

Сущность одного из наиболее распространенных методов выделения тактовой частоты состоит в том, что из спектра группового цифрового сигнала с помощью ВТЧ, содержащего высокодобротные резонансные контуры, фильтры-выделители или избирательные усилители, выделяется тактовая частота.   Энергетиче-

ский спектр случайной униполярной последовательности импульсов, т. е. спектр униполярного цифрового сигнала, содержит как непрерывную G_H(f), так и дискретную G_Д(f) составляющую. На рис. 5.36 приведен энергетический спектр униполярного цифрового сигнала при скважности следования импульсов, равной 2, и показано, что с помощью фильтра-выделителя можно выделить первую гармонику частоты следования импульсов, т. е. тактовую частоту F_T, являющуюся одной из составляющих дискретной части спектра.

Такой способ выделения тактовой частоты называется способом пассивной фильтрации (или резонансным). Этот способ характеризуется простотой реализации ВТЧ, но имеет существенный недостаток: стабильность выделения тактовой частоты зависит от стабильности параметров фильтра-выделителя и структуры цифрового сигнала (при появлении длинных серий нулей или кратковременных перерывах связи затрудняется процесс выделения тактовой частоты).

Перспективным для высокоскоростных ЦСП, но более сложным, является способ тактовой синхронизации с применением, устройств автопЪдстройки частоты генератора тактовой частоты приемного оборудования (способ активной фильтрации).

Более подробно схема и особенности работы ВТЧ рассматриваются в следующей главе, поскольку ВТЧ в принципе является одним из узлов регенератора и на рис. 5.35 он вынесен из состава ЛР только для пояснения принципов организации тактовой синхронизации.

Цикловая синхронизация осуществляется следующим образом. На передающей станции в состав группового цифрового сигнала в начале цикла передачи (обычно в КИ₀) вводится цикловой синхросигнал, а на приемной станции устанавливается приемник синхросигнала (ПСС), который выделяет цикловой синхросигнал из группового цифрового сигнала и тем самым определяет начале» цикла передачи. Очевидно, что цикловой синхросигнал должен обладать определенными отличительными признаками, в качестве которых используется заранее определенная и неизменная структура синхросигнала (например, 0011011 в ЦСП ИКМ-30), а также периодичность следования синхросигнала на определенных позициях цикла (например, в КИ₀ через цикл в ЦСП ИКМ-30), Групповой цифровой сигнал в силу случайного характера информационных сигналов такими свойствами не обладает.

К системе цикловой синхронизации предъявляется ряд требований, в частности:

время вхождения в синхронизм при первоначальном включении аппаратуры и время восстановления синхронизма при его нарушении должно быть минимально возможным;

приемник синхросигнала должен обладать высокой помехоустойчивостью;

число символов синхросигнала и частота повторения должны быть минимально возможными.

Эти требования носят противоречивый характер, поэтому приходится принимать компромиссные решения.

Время восстановления синхронизма должно быть минимальным (обычно не более нескольких миллисекунд), так как помимо того, что сбой синхронизма приводит к потере связи, т. е. к ухудшению качества передачи, возможны нарушения работы каналов передачи СУВ, что может, например, привести к разъединению абонентов. Сокращение времени восстановления синхронизма, в частности, может быть достигнуто за счет увеличения числа символов синхросигнала и частоты его повторения, но это неизбежно приведет либо к сокращению информационной части цикла передачи, либо к увеличению скорости передачи цифрового группового сигнала. Чаще всего используется многоразрядный синхросигнал, все символы которого передаются в виде единой синхрогруппы (сосредоточенный синхросигнал).

Когда речь идет о помехоустойчивости приемника синхросигнала, имеется в виду защита как от установления ложного синхронизма, так и от ложного выхода из состояния синхронизма. Это обеспечивает наибольшее среднее время между сбоями синхронизации и может быть достигнуто за счет принятия того или иного решения после анализа ситуации в течение некоторого периода времени, а следовательно, приведет к возрастанию времени восстановления синхронизма.

Рассмотрим принципы работы ПСС со скользящим поиском (рис. 5.37), который выполняет следующие основные функции: установление синхронизма после включения системы в работу; контроль за синхронным состоянием системы в процессе работы; обнаружение сбоя синхронизма; восстановление состояния синхронизма после каждого сбоя.

Основными узлами ПСС являются опознаватель, анализатор и решающее устройство.

Опознаватель содержит регистр сдвига, число разрядов в котором совпадает с числом символов в синхросигнале, и дешифратор (Дш), настроенный на дешифрацию синхросигнала заданной структуры. Как только в регистре сдвига, на вход которого поступает групповой цифровой сигнал, оказывается записанной кодовая комбинация, совпадающая по структуре с принятой структурой синхросигнала, на выходе опознавателя появляется импульс.

Анализатор с помощью контрольного сигнала, поступающего от ГОпр, проверяет соответствие момента появления импульса на выходе опознавателя ожидаемому моменту появления синхросигнала, т. е. осуществляется проверка по периоду следования и времени появления синхросигнала.

Появление импульса на выходе схемы запрета означает отсутствие синхросигнала (сигнала с выхода Дш) в момент поступления контрольного импульса от ГО_пр, а появление импульса на выходе схемы Hi означает совпадение по времени синхросигнала и контрольного сигнала от ГОпр.

Решающее устройство оценивает выходные сигналы анализатору по определенному критерию, принимает решение о наличии или отсутствии синхронизма и управляет работой ГОпр в процессе вхождения в синхронизм. Решающее устройство содержит накопитель по выходу из синхронизма и накопитель по входу в синхронизм, представляющие собой двоичные счетчики со сбросом.

Накопитель по входу в синхронизм, вход которого соединен с выходом схемы И₁ обеспечивает, защиту ПСС от ложного вхождения в синхронизм в режиме поиска синхросигнала, когда на вход опознавателя поступают случайные комбинации цифрового группового сигнала, совпадающие по структуре с синхросигналом. Обычно емкость накопителя по входу в синхронизм n₁ составляет 2—3 разряда.

Накопитель по выходу из синхронизма, вход которого соединен с выходом схемы запрета анализатора, обеспечивает защиту от ложного выхода из состояния синхронизма, когда из-за ошибок в линейном тракте или по другим причинам происходит кратковременное изменение структуры синхросигнала. Обычно емкость накопителя по выходу из синхронизма п₂ составляет 4—6 разрядов.

Рассмотрим работу приемника синхросигнала. Если система находится в режиме синхронизма, то накопитель по входу в синхронизм будет заполнен, поскольку на выходе схемы Hi регулярно появляются импульсы, подтверждающие совпадение моментов поступления импульсов с выхода опознавателя и контрольных импульсов от ГОпр. Накопитель по выходу из синхронизма опустошается. Импульсы на выходе опознавателя, соответствующие случайным комбинациям со структурой, аналогичной структуре синхросигнала, не влияют на работу ПСС, так как не совпадают по времени с контрольными импульсами от ГО_пр.

Если, например, в результате ошибок в одном из циклов будет искажен синхросигнал, на выходе опознавателя в нужный момент импульс не появится, в результате чего с выхода схемы запрета в накопитель по выходу из синхронизма поступит импульс. Одна-

ко схема остается в прежнем состоянии, поддерживая ранее установленное состояние синхронизма. Только в том случае, если будут искажены n₂ синхросигналов подряд, т. е. когда полностью заполнится накопитель по выходу из синхронизма, будет принято решение о выходе системы из состояния синхронизма. При этом, если накопитель по входу в синхронизм будет заполнен раньше накопителя по выходу из синхронизма, последний будет сбрасываться в исходное нулевое положение. Таким образом обеспечивается защита от ложного выхода из синхронизма при кратковременных искажениях синхросигнала.

При длительном нарушении синхронизма накопитель по выходу из синхронизма оказывается заполненным и принимается решение о действительном выходе системы из состояния синхронизма. Начинается поиск нового состояния синхронизма. В этом случае первый же импульс от опознавателя через открытый элемент И₂ переводит ГО_пР и накопитель по входу в синхронизм в исходное нулевое состояние, а накопитель по выходу из синхронизма— в состояние, соответствующее (п₂—1)-му импульсу, т. е. уменьшает его содержимое на 1. Если в следующем: цикле моменты появления импульса на выходе опознавателя и импульса от ГО_пр не совпадают (это означает, что синхрогруппа оказалась ложной), то вновь заполняется накопитель по выходу из синхронизма, открывается схема И₂ и очередной импульс от опознавателя вновь устанавливает ГО_пР и накопители в указанное ранее состояние. Таким образом обеспечивается защита от ложного установления синхронизма. Этот процесс продолжается до тех пор, пока на рыходе опознавателя не появляется импульс, соответствующий истинному синхросигналу. В этом случае через n₁ циклов заполняется накопитель по входу в синхронизм, сбрасывается в нулевое состояние накопитель по входу в синхронизм, сбрасывается в нулевое состояние накопитель по выходу из синхронизма, схема И₂ закрывается, т. е. устанавливается новое состояние синхронизма.

Из анализа работы ПСС следует, что процесс восстановления синхронизма содержит три последовательно выполняемых этапа: обнаружение выхода из синхронизма, поиск синхросигнала и подтверждение нового состояния синхронизма. Соответственно время восстановления синхронизма t_в = t_н._вых+t_п+t_{н. вх}, где t_н. _вых— время заполнения накопителя по выходу из синхронизма; t_n — время поиска синхросигнала; t_{н. вх} — время заполнения накопителя по входу в синхронизм.

Недостатки рассмотренного способа построения ПСС заключаются в следующем.

Во-первых, поиск синхросигнала начинается только после окончания процесса заполнения накопителя по выходу из синхронизма, т. е. через 4.вых, что приводит к увеличению времени восстановления синхронизма U.

Во-вторых, емкости накопителей по входу в синхронизм и выходу из синхронизма   (n₁ и п₂)  фиксированы,   что   не   позволяет добиваться оптимальных соотношений между временем восстановления синхронизма и помехоустойчивостью. Если вероятность ошибок в линейном тракте увеличивается (по сравнению с расчетной величиной), то время удержания состояния синхронизма оказывается меньше требуемого. Однако при уменьшении вероятности ошибки возникает запас по времени удержания синхронизма, что свидетельствует о необоснованном увеличении времени восстановления синхронизма.

Первый недостаток может быть устранен, если процессы накопления по выходу из синхронизма и поиска синхросигнала осуществлять параллельно. Для этого схему ПСС, приведенную на рис. 5.37, необходимо дополнить схемой поиска синхросигнала, содержащей собственные анализатор и решающее устройство. Эта схема начинает работать при появлении первого же импульса на входе накопителя по выходу из синхронизма, т. е. не дожидаясь его заполнения, и осуществляет поиск нового состояния синхронизма. Генераторное оборудование будет сохранять предыдущее состояние до тех пор, пока не будет зафиксировано новое состояние синхронизма.

Второй недостаток может быть устранен, если емкости накопителей (n₁ и n₂) сделать величинами переменными, зависящими от вероятности ошибок в линейном тракте. При понижении вероятности ошибок уменьшается емкость накопителя по выходу из синхронизма, а при увеличении вероятности ошибок уменьшается емкость накопителя по входу в синхронизм. Такие приемники синхросигнала называются адаптивными и широко применяются в высокоскоростных отечественных ЦСП.

Работа системы сверхцикловой синхронизации, как и работа системы цикловой синхронизации, основана на передаче сверхциклового синхросигнала (СЦС) в одном из циклов сверхцикла (обычно в ЦО). Работа приемника сверхциклового синхросигнала практически не отличается от работы приемника циклового синхросигнала. При этом приемник сверхциклового синхросигнала работает в несколько облегченном режиме, так как установление сверхциклового синхронизма осуществляется после установления синхронизации по циклам, т. е. когда определены границы циклов.

5.7. ГЕНЕРАТОРНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ЦСП

Как отмечалось выше, все процессы обработки сигналов в ЦСП с ВРК строго регламентированы во времени. Последовательность обработки сигнала в оконечном оборудовании задается генераторным оборудованием.

Генераторное оборудование обеспечивает формирование и распределение импульсных последовательностей, управляющих процессами дискретизации, кодирования (декодирования), ввода (вывода) символов служебных сигналов на определенные позиции цикла передачи и т. д.

От ГО необходимо получить импульсные последовательности со следующими основными частотами (см. рис. 5.31):

тактовой частотой F_T=1/T_T—F_дmN_KИ

частотой следования кодовых групп (канальных интервалов) Fк.г= 1/Tки =FдNки =F_T/m;

частотой дискретизации F_д=l/T_д=F_т/mN_Kи .

Таким образом, получить необходимые импульсные последовательности можно путем деления тактовой частоты, получаемой от высокостабильного задающего генератора ЗГ (рис. 5.38).

Обычно предусматривается несколько режимов работы ГО:

внутренней синхронизации, при котором осуществляется работа от высокостабильного автономного ЗГ (с относительной нестабильностью ± 10^-5... 10^-6);

внешнего запуска, при котором осуществляется работа от внешнего ЗГ;

внешней синхронизации, при котором осуществляется подстройка частоты- ЗГ с помощью ФАПЧ, управляемой внешним сигналом.

Как видно из рис. 5.38, формирование необходимых сигналов в ГО может быть достигнуто последовательным делением тактовой частоты. При формировании группового цифрового сигнала (см. рис. 5.33) необходимо использовать импульсные последовательности, соответствующие отдельные разрядам, каналам и циклам в сверхцикле.

Структурная схема ГО передачи приведена на рис. 5.39. На рис. 5.40 в качестве примера показаны некоторые импульсные последовательности, формируемые на выходе ГО, если m = 4 и Nки=4.

Наличие установочных входов обеспечивает (при необходимости) возможность подстройки ГО данной станции к работе ГО другой станции, выбранной за ведущую станцию.

Схемы ДР, ДК и ДЦ легко реализуются на основе счетчиков, регистров, дешифраторов и других логических схем, реализуемых на ИМС. Пример реализации ДР (при m = 8) на базе трехразрядного двоичного счетчика и дешифратора показан на рис. 5.41, где

также приведены временные диаграммы, поясняющие работу ДР. Очевидно, аналогичным образом можно построить ДК (с использованием пятиразрядного двоичного счетчика) в ГО системы ИКМ-30.

Схема ГО приема отличается от схемы ГО передачи (рис. 5.40) следующими особенностями, обеспечивающими работу ГО приема синхронно и синфазно с ГО передачи, Во-первых, импульсная последовательность с тактовой частотой F_T будет поступать на вход ДР не от ЗГ, а от схемы выделения тактовой частоты. Во-вторых, установка ГО приема по циклу и сверхциклу осуществляется с помощью сигналов, поступающих от приемника   синхросигналов.

5.8. ВРЕМЕННОЕ ГРУППООБРАЗОВАНИЕ

Иерархия ЦСП с ИКМ. Структура первичной сети предопределяет объединение и разделение ,потоков передаваемой информации, поэтому используемые на ней системы передачи строятся по иерархическому принципу. Применительно к цифровым системам этот принцип заключается в том, что число каналов ЦСП, соответствующей данной ступени иерархии, больше числа каналов ЦСП предыдущей ступени в целое число раз. Система передачи, соответствующая первой ступени, называется первичной; в этой ДСП осуществляется прямое преобразование относительно небольшого числа первичных сигналов в первичный цифровой поток. Системы передачи второй ступени иерархии объединяют определенное число первичных потоков во вторичный   цифровой поток

и т. д. Таким образом, если на данной станции первичной сети необходимо установить ЦСП с ИК.М с относительно большим числом каналов, на ней устанавливают аппаратуру соответствующего числа первичных, вторичных и т. д. цифровых систем передачи.

Системы, построенные таким способом, называют ЦСП с временным группообразованием. Эти системы помимо обеспечения потребностей сети позволяют использовать на первой ступени групповые кодеки с приемлемыми скоростями работы.

Системы передачи с ЧРК также старается по иерархическому принципу, но в отличие от ЦСП с ИКМ для них ступенями иерархии являются не сами системы передачи, а типовые группы каналов. Системы передачи проектируются на числа каналов, кратные типовым группам.

В рекомендациях МККТТ представлено несколько типов иерархий ЦСП с ИКМ: европейская, североамериканская и японская. К 1990 г. МККТТ разработал рекомендации по единой (всемирной) синхронной цифровой иерархии (СЦИ), позволяющей объединять цифровые потоки, образованные системами передачи, входящими в любую существующую иерархию.

Цифровые системы передачи с ИКМ, используемые на нашей первичной сети, соответствуют европейской иерархии, рекомендованной МККТТ. На рис. 5.42 отмечены ступени иерархии, указаны типы соответствующих им ЦСП, а также скорости цифровых потоков. Во всех потоках отводятся специальные позиции для передачи служебных сигналов, что также указано на рисунке. Например, скорость вторичного потока, равная 2048*4 + 256 = 8448 кбит/с, определена скоростями четырех первичных потоков (по 2048 кбит/с) и служебной информацией (256 кбит/с). Попутно заметим, что информация, передаваемая по одному каналу ТЧ, преобразуется в цифровой поток со скоростью 64 кбит/с, соответствующий основному цифровому каналу (ОЦК).

На рис. 5.42 указаны также системы передачи, не входящие непосредственно в иерархию  ЦСП с  ИКМ. Это,  во-первых, субпервичная система ИКМ-15, преобразующая сигналы 15 каналов ТЧ в цифровой поток со скоростью 1024 кбит/с. Цифровые потоки двух систем ИКМ-15 могут быть объединены устройством объединения «Зона-15» в первичный цифровой поток. Во-вторых, это аналого-цифровое оборудование АЦО-ЧРКВ, которое преобразует сигналы типовой вторичной группы каналов (60-канальной) системы передачи с ЧРК в три первичных цифровых потока. В-третьих, на рисунке отмечено аналого-цифровое оборудование АЦО-ТВ, позволяющее преобразовывать канал телевизионного вещания и два канала звукового сопровождения (или один стерео) в три третичных цифровых потока. Существуют и другие виды оборудования, имеющие ограниченное применение и не показанные на рисунке.

Параметры цифровых потоков, получаемых на тех или иных ступенях иерархии, должны соответствовать рекомендациям МККТТ. Это позволяет унифицировать оборудование первичной сети и облегчает организацию международных связей.

Скорости цифровых потоков одной и той же ступени иерархии, но образуемых ЦСП, расположенными на различных станциях сети, могут несколько отличаться друг от друга в пределах допустимой нестабильности задающих генераторов. Это требует принятия специальных мер при объединении потоков в поток более высокой ступени иерархии, что заметно усложняет эксплуатацию первичной сети связи в целом и снижает ее качественные показатели. Системы иерархии, где объединяются потоки с небольшими расхождениями скоростей, называют плезиохронными (ПЦИ). Если же обеспечить синхронность объединяемых потоков, то резко упрощается техника их объединения и разделения. Кроме того, обеспечивается прямой доступ к компонентам составляющих потоков без разделения общего, а также появляются заметные преимущества эксплуатации и технического обслуживания сети связи, подробно рассмотренные   в специальной   литературе.

В разработанной системе синхронной цифровой иерархии (СЦИ) скорость передачи на первой ступени установлена равной 155 520 кбит/с, что выше верхней скорости европейской ПЦИ (139 264 кбит/с, см. рис. 5.42). Установлены также скорости высших ступеней: второй—155520*4 = 622 080 кбит/с и третьей — 622 080*4 = 248 320 кбит/с. Кроме того, рассматривается вопрос об установлении скоростей передачи ниже первой ступени, что позволит получить преимущества СЦИ на современных спутниковых и радиорелейных линиях связи, где скорости цифровых потоков обычно не превышают 60 000 кбит/с. Объединение плезиохронных цифровых потоков в синхронные осуществляется с добавлением довольно большого объема служебной информации. Например, для четверичного потока эта добавка составляет 155,520—139 264=16 256 кбит/с. Большие объемы служебной информации позволяют поднять эксплуатационное и техническое обслуживание сети на качественно новый уровень.

Принципы объединения и разделения цифровых потоков. Принятая структура построения ЦСП с временным группообразованием реализуется посредством объединения и разделения тем или иным способом типовых цифровых потоков. Сущность любого способа объединения заключается в том, что информация, содержащаяся в поступающих потоках, записывается в запоминающие устройства, а затем поочередно считывается в моменты, отводимые ей в объединенном потоке. Различают объединение с инфазносинхронных, синхронных и асинхронных (плезиохронных) потоков. В первом случае совпадают не только скорости объединяемых потоков, но и начала их отсчетов. Синфазно-синхронные потоки получаются, например, на выходах оборудования АЦО-ЧРКВ или АЦО-ТВ. Во втором случае скорости потоков совпадают, но их начала отсчетов произвольно смещены друг относительно друга. Это заставляет вводить в объединенный поток специальный синхросигнал, указывающий порядок объединения: после синхросигнала передается информация первого объединяемого потока, затем — второго и т. д. В наиболее общем случае объединения асинхронных (плезиохронных) потоков в объединенный поток помимо синхросигнала, указывающего порядок объединения, вводится служебная информация, обеспечивающая необходимое согласование скоростей объединяемых потоков.

Операции разделения потоков являются обратными операциям объединения: информация объединенного потока записывается в запоминающие устройства, соответствующие исходным потокам, а затем считывается со скоростями, равными скоростям объединяемых потоков.

В  большинстве случаев объединение потоков осуществляется посимвольно, т. е. считывание информации из запоминающих устройств при объединении происходит по разрядам: вначале считывается и передается разряд первого потока, затем — второго и т д после считывания разряда последнего из   объединяемых   потоков вновь считывается очередной разряд первого, т. е. цикл повторяется. Возможно объединение и по группам символов.   Например в объединенном потоке можно вначале передать все символы  относящиеся к каналу или циклу передачи первого потока  затем — такую же группу символов второго и т. д. При этом оборудование объединения и разделения приобретает некоторые положительные свойства, однако объединение по группам символов требует увеличения объема памяти оперативных запоминающих устройств пропорционально числу объединяемых групп символов, что сдерживает распространение подобных   методов   объединения.   Следует отметить, что системы СЦИ используют побайтное объединение (в объединенном потоке последовательно передаются байты —восьмиразрядные группы символов объединяемых   потоков).   Такой   способ объединения определяется тем, что в этих ЦСП используется элементная база, общая с элементной базой быстродействующих ЭВМ, в которых обработка информации осуществляется побайтно В данной книге рассмотрение методов объединения и разделения циф-

ровых потоков ограничено наиболее распространенным случаем — посимвольным.

Синфазно-сиихронное объединение и разделение потоков. На рис. 5.43 представлена серия осциллограмм работы оборудования синфазно-синхронного объединения четырех цифровых потоков. На рисунке т_Исх — тактовый интервал объединяемых потоков; τ_oб = τ_исх/4 — тактовый интервал объединенного потока. Длительности" импульсов, как это видно на рисунке, равны половинам соответствующих тактовых интервалов.

Импульсы объединяемых (исходных) потоков ИИ1—HHIV записываются в соответствующие запоминающие устройства ЗУ1— ЗУ1У в моменты, определяемые импульсами записи ИЗ, общими для всех устройств. Записанная информация считывается на общую для всех ЗУ нагрузку, на которой и образуется объединенный поток ИО. Считывание происходит в моменты поступления соответствующих импульсов считывания ИС1—HCIV. После считывания информации ЗУ освобождается («обнуляется»). Таким образом, достаточная емкость памяти ЗУ составляет одну ячейку (один бит). Очевидно, если осуществлять не посимвольное, а какое-либо другое объединение потоков, например побайтное, то память ЗУ Должна быть соответственно увеличена. Процесс разъединения потоков — обратный и не требует специальных пояснений.

На рис. 5.44 приведена структурная схема устройств синфазно-синхронного объединения и разделения потоков, работающая в со-

ответствии с осциллограммами рис. 5.43. Следует заметить только, что при считывании информации из различных ЗУ устройства разделения импульсы получаются различной длительности. Номинальную длительность импульсов разделенных потоков обеспечивают устройства формирования импульсов (ФИ). Начала сформированных ими импульсов соответствуют моментам поступления импульсов на их основные входы, а окончания — последовательности, подаваемые на дополнительные («обнуляющие») входы. В данном случае длительности сформирбванных импульсов приняты равными длительностям исходных 2τ_Об (см. рис. 5.43). Генераторные устройства (ГО) управляются импульсами, получаемыми от выделителей тактовой частоты (ВТЧ). На этом рисунке (и на последующих) из методических соображений не исключены устройства, формирующие импульсные последовательности, дублирующие друг друга. Так, в передающем устройстве (Пер) не требуется формировать специально последовательность HCIV, поскольку она совпадает с последовательностью ИЗ (см. рис. 5.43), и т. д.

Синхронное объединение. При объединении синхронных, но не синфазных потоков приходится вводить специальный сигнал синхронизации, указывающий порядок размещения информации в общем потоке. Иными словами, объединенный поток должен содержать характерный сигнал, после которого идет символ первого объединяемого потока, затем — второго и т. д. Очевидно, что с учетом возможности ошибок в процессе приема этот сигнал необходимо периодически повторять. Заметим также, что помимо сигнала синхронизации в объединенный поток приходится вводить и другую служебную информацию. С учетом сказанного в действующих системах принято передавать два (или три) импульса (бита) служебной информации через несколько десятков импульсов (бит) информации  каждого из  объединяемых потоков. Это заставляет

считывать и передавать записанную информацию несколько быстрее, чем происходит запись, чтобы успеть передать служебную информацию. Сказанное иллюстрирует рис. 5.45, в верхней части которого показана импульсная последовательность записи некоторого входного потока, а в нижней — импульсная последовательность :го считывания, имеющая период следования меньшее (64 + 2)/64 = 33/32 раза, что отвечает параметрам вторичной ЦСП типа ИКМ-120. в моменты прохождения служебной информации (импульсы А, В) импульсы считывания отсутствуют, таким образом последовательности ИС периодически осуществляется пропуск двух импульсов, называемый временным сдвигом. Этот сдвиг в данном случае имеет, очевидно, длительность τ_с, равную τ_исх *2 * 32/33. Функциональная схема оборудования синхронного объединения и разделения потоков имеет вид, показанный на рис. 5.46.

Генераторное оборудование   устройства   объединения   состоит из двух частей: ГO₁ и ГО₂. Первое управляется сигналом такто-

вой частоты от ВТЧ, подключаемого к любому из объединяемых потоков (потоки синхронны), и вырабатывает импульсную последовательность записи ИЗ, подаваемую на все ЗУ. Считывание осуществляется посредством последовательностей ИС1—HCIV, вырабатываемых ГО₂, которое получает тактовый сигнал от преобразователя частоты (ПЧ), повышающего тактовую частоту объединяемых потоков в 33/32 раза. Считывающие последовательности ИС1—ИCIV поступают на ЗУ1—'ЗУ1У соответственно через логические ячейки ЗАПРЕТ1 — 3AПPETIV, которые прекращают подачу ИС в моменты, предназначенные для передачи сигналов служебной информации, вырабатываемых передатчиком этих сигналов (ПерСИ).

В устройстве разделения (Пр) осуществляются обратные операций. Заметим только, что приемник сигналов служебной информации (ПрСИ) устанавливает порядок подачи последовательностей импульсов записи И3Ι—H3IV, вырабатываемых ГО₁ после импульсов служебной информации генерируется импульс И3Ι, затем через время τ_Об — импульс ИЗΙΙ и т. д. Посредством ячеек ЗАПРЕТΙ —ЗАПРЕТΙV запись ИО в ЗУ не производится в те моменты, которые отведены для передачи служебной информации. Импульсная последовательность, подаваемая на «обнулящие» входы формирователей импульсов ФИΙ — ФИΙV, является последовательностью считывания ИС, задержанной на половину периода тактовой частоты исходного потока τ_исх/2.

Сравнивая устройства синфазно-синхронного (см. рис. 5.44) и синхронного (см. рис. 5.46) объединения потоков, можно заметить, что второй способ реализуется в результате некоторого усложнения генераторного оборудования по сравнению с первым. Кроме того, при синхронном объединении потоков необходимо увеличить по сравнению с синфазно-синхронным способом емкость памяти всех ЗУ на две ячейки, т. е. обеспечить хранение информации исходных потоков на время передачи (приема) сигналов служебной информации.

Асинхронное   объединение. Цифровые системы передачи, потоки которых подлежат объединению, часто имеют автономное генераторное   оборудование,   обладающее   некоторой   нестабильностью частоты. Эта нестабильность невелика, поэтому объединяемые потоки называют плезиохронными («как бы синхронными»). Вначале предположим, что импульсные последовательности считывания устройств объединения потоков имеют скорость, превышающую скорость   записи   больше   чем. в 33/32 раза  (для ранее рассмотренного примера с системой передачи ИКМ-120).  Тогда, как это показано на рис. 5.47, а, к временному сдвигу τ_с будет добавляться постоянно   увеличивающаяся    временная   неоднородность   τ_но. Через несколько сотен   периодов по 64  импульса исходного потока (скорости потоков мало отличаются друг от друга) временная неоднородность достигает величины 32τ_исх/33 (отмечена звездочкой)   и возникает необходимость в выравнивании (согласовании)  фаз импульсных последовательностей записи

и считывания. Очевидно, согласование можно осуществить, задержав процесс считывания на одну позицию, т. е. исключив из соответствующей последовательности импульсов считывания ИС в данный момент 64-й импульс (рис. 5.47,6). Позиция, соответствующая исключенному импульсу, называется вставкой (стаффингом), а сам процесс такого вида — торможением или положительным согласованием скоростей. Очевидно, что в момент торможения происходит перемещение места передачи служебных символов: раньше они передавались между 64-й и 1-м символами, а теперь будут передаваться между 63-м и 64-м. Если расхождение скоростей сохранит свой характер, то через некоторое время в результате аналогичного процесса символы А и В переместятся и окажутся между 62-м и 63-м символами и т. д.

Рассмотрим случай, когда скорость считывания оказывается недостаточной. На рис. 5.48, а показано, что при этом происходит постепенное увеличение отрицательной временной неоднородности τ_но вплоть до величины 32τ_исх/33 (отмечена звездочкой). Недостаток скорости считывания приходится компенсировать тем, что очередной (64-й) импульс объединяемого потока приходится передавать вместо импульса служебной информации В (рис. 5.48,6). Такой процесс называется отрицательным согласованием скоростей.

Управление согласованием скоростей осуществляется посредством команд согласования скоростей (КСС), которые вырабатываются в оборудовании объединения по мере достижения временной неоднородностью критического значения 32τ /33. В оборудование разделения потоков эти команды поступают на определенных позициях, отведенных для передачи служебной информации. Итак, на служебных позициях передаются:

синхросигнал объединенного потока, команды согласования скоростей каждого из объединяемых потоков и информация, которая не успевает быть передана в потоке при отрицательном согласовании скоростей.

Наиболее часто используется система двустороннего согласования скоростей, т. е. в устройствах объединения и разделения потоков предусматривается возможность как положительного, так и отрицательного согласования. Несмотря на относительную сложность по сравнению с системой одностороннего согласования, в системе с двусторонним согласованием существенно снижается частость передачи КСС, а значит, и понижается вероятность ошибок согласования. Заметим, что ошибка в согласовании скоростей приводит к потере синхронности передачи данного исходного потока и, следовательно, к перерыву связи. Поэтому при передаче КСС принимаются специальные меры: для повышения помехозащищенности команд каждый бит информации КСС утраивается, что позволяет правильно восстанавливать команду на приеме, даже если один из ее символов будет принят неправильно, а также применяется специальный алгоритм обработки принятых команд, позволяющий исключать ошибки согласования, даже если отдельные КСС будут опознаны неверно.

На рис. 5.49 показаны блоки асинхронного сопряжения (БАС) передающего и приемного оборудования, относящиеся к одному из объединяемых потоков. Последовательность ИЗ в передающем оборудовании (БАС_пер) вырабатывается в ГО₁ управляемом тактовой частотой данного потока ИИ. Импульсы считывания ИС вырабатываются в ГО₂, общем для всех БАС_пер данной станции, имеющем автономный задающий генератор. Разность скоростей ИЗ и ИС анализируется фазовым детектором   (ФД),   подающим по необходимости в блок передачи команд согласования скоростей (Пер КСС) информацию о положительной или отрицательной временной неоднородности τ_но, достигшей критической величины. Если критическая τ_но положительна, Пер КСС формирует положительную КСС, которая поступает в объединенный поток, а также импульс, подаваемый на управляющий вход логической ячейки ЗАПРЕТ, благодаря чему в этот момент запрещается считывание информации (осуществляется вставка, см. рис. 5.48,6).

При наличии согласования импульсы записи ИЗ в БАС_пр вырабатываются ГО₁ синхронизированным с объединенным потоком ИО, и поступают на ЗУ через логические ячейки ИЛИ и ЗАПРЕТ. Импульсы считывания вырабатываются генератором, управляемым напряжением (ГУН), частота их следования сопрягается с частотой последовательности ИЗ посредством фазового детектора (ФД) и системы управления (СУ), которые вместе с ГУН образуют замкнутую петлю фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). При приеме положительной КСС приемник команд согласования скоростей Пр КСС вырабатывает импульс, поступающий на вход управления ячейки ЗАПРЕТ и таким образом останавливающий процесс записи на момент прохождения вставки. При приеме отрицательной КСС импульс, выработанный в Пр КСС, поступает через ячейку ИЛИ на ЗУ в момент прохождения позиции служебного канала, несущего информацию, которая не успела быть переданной в информационной части потока  (см. рис. 5.48,6).

В системах с двусторонним согласованием скоростей используются только два вида КСС: для положительного и отрицательного согласования. Для случая равенства скоростей специальной нейтральной команды не существует, она заменяется командами Для положительного и отрицательного согласования, попеременно следующими друг за другом. Отсутствие третьей (нейтральной) команды также понижает вероятность возникновения ошибок в работе системы согласования скоростей.

по необходимости в блок передачи команд согласования скоростей (Пер КСС) информацию о положительной или отрицательной временной неоднородности τ_но, достигшей критической величины. Если критическая τ_но положительна, Пер КСС формирует положительную КСС, которая поступает в объединенный поток, а также импульс, подаваемый на управляющий вход логической ячейки ЗАПРЕТ, благодаря чему в этот момент запрещается считывание информации (осуществляется вставка, см. рис. 5.48,6).

При наличии согласования импульсы записи ИЗ в БАСпр вырабатываются ГОь синхронизированным с объединенным потоком ИО, и поступают на ЗУ через логические ячейки ИЛИ и ЗАПРЕТ. Импульсы считывания вырабатываются генератором, управляемым напряжением (ГУН), частота их следования сопрягается с частотой последовательности ИЗ посредством фазового детектора (ФД) и системы управления (СУ), которые вместе с ГУН образуют замкнутую петлю фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). При приеме положительной КСС приемник команд согласования скоростей Пр КСС вырабатывает импульс, поступающий на вход управления ячейки ЗАПРЕТ и таким образом останавливающий процесс записи на момент прохождения вставки. При приеме отрицательной КСС импульс, выработанный в Пр КСС, поступает через ячейку ИЛИ на ЗУ в момент прохождения позиции служебного канала, несущего информацию, которая не успела быть переданной в информационной части потока  (см. рис. 5.48,6).

В системах с двусторонним согласованием скоростей используются только два вида КСС: для положительного и отрицательного согласования. Для случая равенства скоростей специальной нейтральной команды не существует, она заменяется командами Для положительного и отрицательного согласования, попеременно следующими друг за другом. Отсутствие третьей (нейтральной) команды также понижает вероятность возникновения ошибок е работе системы согласования скоростей.

Рассмотренные выше схемы несколько упрощены. В реальных случаях в состав БАС вводятся устройства, анализирующие характер изменения τ_но, что резко понижает вероятность ложного срабатывания Пр КСС. а также устройства, подавляющие фазовые дрожания ГУН.

Временной спектр вторичной ЦСП с ИКМ. Временной спектр (цикл передачи) вторичной ЦСП с ИКМ (ИКМ-120) является типичным для всех ЦСП с ИКМ высших ступеней плезиохронной иерархии. Цикл передачи имеет длительность 125 мкс и состоит из 1056 позиций. Цикл разделен на четыре субцикла, одинаковых по длительности (рис. 5.50). Первые восемь позиций первого субцикла заняты комбинацией 111001100, представляющей собой цикловой синхросигнал объединенного потока. Остальные 256 позиций первого субцикла (с 9-й по 264-ю включительно) заняты информацией посимвольно объединенных исходных потоков, номера которых отмечены на рисунке под номерами позиций. Первые четыре позиции второго субцикла заняты первыми символами КСС объединяемых потоков, а следующие четыре — сигналами служебной связи. Вторые и третьи символы КСС (команда положительного согласования имеет вид 111, а отрицательного — 000) занимают первые четыре позиции субциклов III и IV (см. рис. 5.50). Позиции 5—8 субцикла III используются для передачи сигналов дискретной информации (две позиции), аварийных сигналов (одна позиция) и вызова по каналу служебной связи (одна позиция). Наконец, в субцикле IV на позициях 5—8 передается

информация объединяемых потоков при отрицательном согласовании скоростей. При положительном согласовании исключаются позиции 9—12 субцикла IV. Поскольку операция согласования скоростей осуществляется не чаще, чем через 78 циклов, позиции 5—8 субцикла IV, предназначенные для передачи информации при отрицательном согласовании, большую часть времени свободны и используются для передачи информации о промежуточных значениях и характере изменения τ_но. Таким образом, из общего числа позиций, равного 1056, информационными являются 1024±4 позиции.

Разделение цикла передачи на несколько субциклов имеет следующие преимущества. Во-первых, это позволяет разнести во времени символы КСС, что повышает защищенность этих команд от импульсных помех, поскольку импульсные помехи обычно группируются в пакеты, воздействующие на несколько следующих друг за другом импульсов. Во-вторых, поскольку при приеме служебной информации прекращается считывание информации из ЗУ, выделяемый информационный поток обладает неравномерностью, которая должна сглаживаться системой ФАПЧ (ГО₂). Работа ФАПЧ сопровождается фазовыми флуктуациями импульсов выделенного потока, которые снижаются, если снижается неравномерность, а она тем меньше, чем больше субциклов содержится в цикле передачи. Наконец, в-третьих, задержка считывания информации объединяемых потоков из ЗУ как на передаче, так и на приеме на время прохождения служебной информации заставляет увеличивать емкость памяти ЗУ. Очевидно, что это увеличение тем меньше, чем больше субциклов содержится в цикле, и составляет для рассматриваемого случая две ячейки плюс, еще одна на время проверки КСС на отсутствие ошибок. Общее число ячеек ЗУ существующих ЦСП составляет от пяти до восьми и должно быть увеличено по крайней мере втрое при отсутствии деления цикла передачи на субциклы.

Глава  6.    ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ ПРОВОДНЫХ ЦСП

6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

1На вход линейного тракта ЦСП  (рис. 6.1) поступает   двоичный сигнал, в котором символам 0 и 1 соответствуют импульсы и паузы. На передаче с помощью   преобразователя   кода   (ПК_пер) (двоичный сигнал преобразуется в цифровой импульсный сигнал, удобный для передачи по проводным линиям связи. Для увеличения дальности действия ЦСП линия разбита на регенерационные участки, между которыми установлены необслу-

живаемые или обслуживаемые регенерационные пункты (НРП, ОРП). Назначение регенераторов (Per), размещенных на этих пунктах, состоит в восстановлении формы передаваемых импульсных сигналов. С большой степенью вероятности можно считать, что сигналы в точках 1 и 2 (см. рис. 6.1) точно совпадают друг с другом. На приемном конце кроме восстановления формы импульсных сигналов осуществляется обратное преобразование импульсного цифрового сигнала в двоичный, для чего используется ПК_пр.

Непременными узлами оконечного и промежуточного оборудования СП являются согласовывающие трансформаторы, включаемые между входом (выходом) аппаратуры связи и линией. Они обеспечивают равенство входного или выходного сопротивлений приемопередающей части оборудования и волнового сопротивления линии, что уменьшает энергию отраженных волн от ее концов и, следовательно, улучшает условия прохождения импульсного цифрового сигнала по регенерационному участку. Кроме того, в случае симметричных кабелей с помощью согласовывающих трансформаторов обеспечивается необходимое переходное затухание на ближний и дальний конец, облегчается организация служебной связи и дистанционного питания НРП.

Рассмотрим процесс прохождения импульсных сигналов по регенерационному участку. Линия связи характеризуется четырьмя первичными параметрами: километрическими сопротивлением проводов R, емкостью между проводами С, индзастивностью L и проводимостью изоляции G. Для рассмотрения искажений формы импульсов обычно учитываются только R и С, в результате чего получается простейшая модель линии, приведенная на рис. 6.2, а.. Здесь R_лин=Rl, С_лин = Сl, где l — длина линии.

Переходные процессы связаны с зарядом С_лин через R_лин, так что u_выx=U[1—ехр(t/τ_лин)], причем τ_лин=R_линС_лин   (рис. 6.2,6).

Импульс можно представить как разность двух ступенчатых функций u₁(t) и u₂(t) (рис. 6.2, в), и u_вых(t) является разностью двух переходных процессов. Длительность u_вых(t) превышает длительность входного сигнала τ_и. С увеличением длины линии l увеличивается постоянная времени τ_лин, что приводит к возрастанию длительности импульсов на выходе линии и уменьшению их высоты, как изображено на рис. 6.2, в, где τ_лин1<τ_лин2. Если же принимать в расчёт все первичные параметры линии и учитывать их распределенный характер, то форма искаженного выходного импульса приближается к гауссовской кривой, как показано на рис. 6.3, причем с увеличением l уменьшается высота импульса и возрастает его длительность. Такие искажения формы импульсов называются линейными искажениями первого рода. Так как затухание линии возрастает с увеличением частоты, можно считать, что линейные искажения первого рода связаны с подавлением высокочастотных компонент импульсных сигналов.

Рассмотрим влияние согласовывающих трансформаторов на прохождение импульсных сигналов. Эквивалентная схема, отражающая условия прохождения низкочастотных компонент этих сигналов, изображена на рис. 6.4. Здесь L_тр — индуктивность первичной обмотки; R₀ — выходное сопротивление передающей части аппаратуры связи; Z'_c — приведенное к первичной обмотке трансформатора характеристическое сопротивление линии. Данная схема плохо пропускает низкочастотные компоненты сигналов. Переходный процесс (рис. 6.5, а) определяется постоянной времени τ_тp = L_тр/(R₀||Z')_c Ha рис. 6.5,6 показана форма импульсного сигнала на выходе согласовывающего трансформатора как разность Двух переходных процессов. Характерная особенность  искажения

формы импульса состоит в том, что возникает длительное последействие, причем τ_и<<τ_тр. Такие искажений носят название линейных искажений второго рода. Они связаны с подавлением низкочастотных компонент импульсного сигнала.

Рассмотрим принцип работы регенератора (рис. 6.6, а). На временных диаграммах (рис. 6.6, б и в) показаны идеальный и искаженный двоичные сигналы, причем последний действует на входе регенератора. С помощью корректирующего усилителя (КУС) происходят усиление и частичное восстановление формы импульсного сигнала. Устройство выделения тактовой частоты (УВТЧ) вырабатывает последовательность стробирующих импульсов, следующих с частотой f_T=1/T (рис. 6.6, г). В моменты действия этих импульсов замыкается ключ (Кл) и отсчеты сигнала U₁,U₂, U₃,... проходят в решающее устройство (РУ). Здесь происходит сравнение напряжений U_i пороговым напряжением U_п. Если U_i>U_п, то на выходе РУ появляется стандартный импульс, в противном случае на выходе РУ формируется пауза (рис. 6.6, д). Таким образом регенератор восстанавливает форму исходного цифрового импульсного, сигнала (отличие заключается в небольшом временном запаздывании, что несущественно).

В работе регенератора возможны ошибки. Рассмотрим влияние искажений первого рода на процесс возникновения ошибок. На рис. 6.7, а—в изображены неискаженный двоичный сигнал, сигнал, действующий на выходе КУС, и тактовая последовательность импульсов, выработанная УВТЧ. В момент действия третьего импульса тактовой последовательности отсчет суммарного напряжения на входе РУ U₃>U_п и вместо паузы в двоичном сигнале на выходе РУ появляется импульс, т. е. в процессе регенерации возникла ошибка (рис. 6.7, г).

Рассмотрим влияние линейных искажений второго рода на возникновение ошибок в работе регенератора. Для этого сравним неискаженный двоичный сигнал и сигнал, действующий на выходе согласовывающего трансформатора в точке 1'  (см. рис. 6.1).

Интервал времени ∆ T₁(рис. 6.8) характеризуется тем, что в двоичном сигнале присутствует много символов 0 и отрицательные по знаку переходные процессы, связанные с прохождением импульсов через согласовывающий трансформатор, появляются редко. На интервале ∆Т₂ в двоичном сигнале присутствует много символов 1 и отрицательные по знаку переходные процессы накладываются друг на друга, в результате чего импульсы смещаются область отрицательных напряжений. Таким образом, из анализа, проведенного выше, следует, что в зависимости от числа символов 0 и 1 в двоичном сигнале на интервалах времени ∆T_i, соизмеримых с τ_тp, меняется расположение импульсов относительно оси абсцисс. Это затрудняет выбор величины порога U_п в РУ и приводит к дополнительным ошибкам.

Рассмотрим влияние помех на возникновение ошибок, полагая, что напряжение помехи ограничено диапазоном ± U_{пом mах}. Из рис. 6.9 видно, что если помеха противоположна по знаку полезному сигналу и превышает пороговое напряжение U_n, то возникает ложное срабатывание РУ, как это имеет место в момент t₂. Обычно U_п выбирают посередине диапазона напряжений 0... U_m. Тогда условием отсутствия ошибок является выполнение неравенства U_{пом max}≤0,5U_m. Отсюда можно заключить, что минимально допустимая защищенность сигнала от помехи

А= 201g(U_m/U_{пом max}) = 20lg(2) = 6дБ.                               (6.1)

Исходя из изложенного- можно отметить, что источниками ошибок в цифровом линейном тракте являются помехи и линейные искажения.

6.2. СИГНАЛЫ И КОДЫ

В ЛИНЕЙНЫХ ТРАКТАХ ЦСП

Преобразование двоичных сигналов в цифровые импульсные сигналы с помощью ПКпер связано с передачей символов 0, 1 посредством сигналов, изображенных на рис. 6.10. При выборе конкретного типа такого преобразования исходят из учета влияния линейных искажений первого и второго рода на работу регенератора, простоты реализации его узлов, вопросов электромагнитной совместимости ЦСП с другими системами, работающими по той

же физической цепи или по параллельным цепям. К таким системам относятся служебная связь, телемеханика, системы передачи и т. д.

Код с чередующейся полярностью импульсов (ЧПИ). Этот код получил в настоящее время широкое распространение. Алгоритм перехода от двоичного сигнала к коду ЧПИ (рис. 6.11) состоит в том, что символу 0 в обоих случаях соответствует пауза, а символу 1 в коде ЧПИ соответствуют импульсы положительной или отрицательной полярности. Строгое чередование полярности импульсов позволяет резко уменьшить линейные искажения второго рода и частично ослабить линейные искажения первого рода. Это следует из сравнения рис. 6.8 с рис. 6.12,6 и рис. 6.7 с рис. 6.12, в. На рис. 6.12,6 изображен код ЧПИ, искаженный за счет линейных искажений второго рода. Видно, что длительные переходные процессы, связанные с искажениями этого типа, взаимно компенсируются и расположение импульсов относительно оси абсцисс не изменяется. На рис. 6.12, в изображен код ЧПИ, подверженный влиянию линейных искажений первого рода. Около паузы, действующей на любых тактовых интервалах, всегда располагаются импульсы разной полярности (например, на рис. 6.12, в пауза имеет место на третьем тактовом интервале). В результате происходит взаимная компенсация фронта и спада этих импульсов, так что в коде ЧПИ паузу легче обнаружить, чем в двоичном сигнале. Работа РУ регенератора кода ЧПИ состоит в сравнении напряжений U₁, U₂,U₃,... с двумя пороговыми напряжениями ±U_п, после чего вырабатываются импульсы соответствующей полярности или паузы в зависимости от результата сравнения величин Ui с пороговыми значениями.

Важным достоинством кода ЧПИ является чрезвычайная простота обратного перехода к двоичному сигналу, что происходит в ПК_пр. Для этого достаточно осуществить двухполупериодное выпрямление сигналов кода ЧПИ.

Модифицированный код ЧПИ (МЧПИ). Существенным недостатком кода ЧПИ является трудность реализации УВТЧ. Как видно из рис. 6.6, а, на входе УВТЧ действует импульсный цифровой сигнал, или в рассматриваемом случае — код ЧПИ. Если в двоичном сигнале появляется подряд множество символов 0, то на входе УВТЧ будет действовать длительная пауза, что может привести к срыву его работы. Суть модификации кода ЧПИ состоит в том, что в паузу, длина которой превышает п нулей, помещают балластные сигналы. Они препятствуют ухудшению работы УВТЧ, но в то же время легко могут быть обнаружены и изъяты на приеме. В качестве примера рассмотрим получивший широкое распространение код высокой плотности следования единиц (КВП-3), у которого n=3. В качестве балластных используются два типа сигналов (рис. 6.13), имеющих условное обозначение 000V и B00V. При выборе конкретного вида балластного сигнала исходят из следующих условий: полярность импульса В всегда противоположна полярности предшествующего импульса, полярность импульса V всегда совпадает с полярностью предшествующего импульса; если между двумя соседними паузами в двоичном сигнале с числом нулей n₁≥4 и n₂≥4 четное число единиц, то заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала B00V, если число единиц между двумя вышеупомянутыми паузами нечетное, то заполнение второй паузы начинается с балластного сигнала 000V.

Пример использования алгоритма формирования кода КВП-3 приведен на рис. 6.14. В первую паузу произвольно помещен балластный сигнал 000V, во вторую — также 000V, потому что между этими паузами в двоичном сигнале расположено нечетное число импульсов. В третью паузу помещен балластный сигнал B00V, так как между второй и третьей паузами в двоичном сигнале расположено четное число импульсов. В процессе заполнения пауз балластными сигналами производится чередование полярности импульсов двоичного сигнала таким образом, чтобы нарушение чередования полярности всегда указывало на наличие балластного сигнала.

Блочные коды. Основное назначение блочных кодов состоит в уменьшении тактовой частоты ƒ_T, что связано с использованием кодов с основанием М>2. При блочном  кодировании двоичный

сигнал разбивается на блоки, состоящие из l элементов, и каждому блоку по определенному правилу ставится в соответствие блок, содержащий k элементов кода с основанием М, причем так как М>2, то l>k. Для блочных кодов принято условное обозначение lBkM, где l и k указывают на число элементов в исходном и результирующем блоках, В означает, что в исходном блоке используется бинарный код (с основанием 2), а вместо М используются буквы, определяющие основание кода в результирующем блоке: Т — троичное, Q — четверичное, QT — пятеричное и т. д. Например, код 3В2Т (табл. 6.1) связан с разбиением двоичного сигнала на блоки, состоящие из трех элементов, и каждому подобному блоку соответствует блок, содержащий два элемента троичного кода.

Важнейшими параметрами блочных кодов с точки зрения их использования в системах передачи являются коэффициент уменьшения тактовой частоты K_M = l/k и избыточность кода r = (k/llog₂M—1)-100%. Избыточность кода связана с тем обстоятельством, что в результирующих блоках используются не все возможные комбинации символов. Число результирующих блоков равно M^k, а исходных 2¹, причем М^к>2¹. Например, в коде 3В2Т число трехэлементных исходных блоков равно 2³ = 8, а результирующих двухэлементных 3² = 9. Согласно табл. 6.1 не используется комбинация символов 00. При конкретном выборе правила составления таблицы соответствия между входным и результирующим блоками основываются на следующих соображениях. Допустим, что при приеме блока 02 произошла ошибка и осуществился прием блока 12. Тогда после перехода от троичного кода к двоичному на основе табл. 6.1 (декодирования) на приеме в двоичном сигнале вместо блока 000 будет принят блок 001, т. е. в данном случае одиночная ошибка при приеме двухэлементного блока привела к одиночной ошибке в двоичном сигнале. Если же вместо блока.12 ошибочно принимается блок 11, то после декодирования вместо блока 001 будет принят блок 100. В этом случае имеет место ошибочный прием уже двух символов в двоичном сигнале. Таким образом, возникает эффект размножения ошибок. Целесообразно выбрать такую таблицу соответствия, чтобы эффект размножения ошибок был минимальным.

Недостатком, мешающим широкому использованию блочных кодов в ЦСП, является необходимость дополнительной синхронизации по блокам с целью нахождения начала (конца) каждого блока. Аналогичная задача возникает при цикловой синхронизации, цель которой — определить начало каждого цикла. Алгорит-

мы работы устройств блочной и цикловой синхронизации весьма близки друг к другу. Принципиальное отличие состоит в том, что вместо передачи синхросигнала испрльзуется избыточность блочного кода. Например, в коде 3В2T не используется избыточность блочного кода. Например, в коде 3В2Т не используется совокупность символов 00. Допустим, принимается последовательность троичных символов (рис. 6.15). Обнаруживая совокупности chmj волов 00, можно определенно сделать вывод о том, что первый из символов принадлежит одному блоку, а второй — соседнему. Пользуясь этим соображением, легко указать, как расположены границы блоков в этой последовательности символов, и затем осуществить обратное преобразование трехпозиционного кода в двоичный на основе табл. 6.1.

Выбор линейных сигналов. При решении задачи выбора из множества функций {S_i(t)} приведенных на рис. 6.10, переносчиков информации для элементов многопозиционных кодов встает вопрос о помехоустойчивости. В приемной части ДСП целесообразно использовать оптимальные методы обработки сигналов, которым соответствует алгоритм

где М — основание кода.                                                       

Схема приемника (рис. 6.16) включает в себя М ветвей, в каждой из которых происходит обработка входного сигнала в соответствии с (6.2). Различие между ветвями заключается в том, что в них используются разные опорные сигналы S_i(t) поступающие на один из входов перемножителей. Входной сигнал на произвольном тактовом интервале представляет собой сумму полезного сигнала и помехи: u_вх(t)=S_k(t)+ u_пом (t).причем индекс k свидетельствует о том, что в этом тактовом интервале передается k-й символ многопозиционного кода. В результате оптимальной обработки входного сигнала по алгоритму (6.2) выходное напряжение k-й ветви, где в качестве опорного используется сигнал S_k(t)будет больше, чем на выходе других ветвей. Напряжения U_вых i поступают в решающее устройство  (РУ), где они сравниваются между собой. На k-м выходе РУ появляется сообщение о приеме сигнала S_k (t) в рассматриваемом тактовом интервале.

В случае помехи, имеющей нормальное распределение и равномерный энергетический спектр в рабочем диапазоне частот, вероятность принятия ошибочного решения зависит от «расстояния» между сигналами. Например, для сигналов Si(t) и Sj(t) эта величина определяется соотношением

С помощью ∆U_ij можно сравнивать помехозащищенность различных совокупностей сигналов, используемых для передачи элементов блочных кодов, так как чем больше ∆U_ij, тем больше помехозащищенность.

Рассмотрим, например, код 3В2Т и для передачи символов 0, 1, 2 используем соответственно сигналы Sз(t), S₄(t) и S₇(t) (см. рис. 6.10)._Легко вычислить, что ∆U₃₄ = 2√TU, ∆U₃₇ = ∆U₄₇=√TU, ∆U_{ij min} = √T U. Если же для передачи символов 0, 1, 2 использовать соответственно сигналы S₁(t), S₃(t) и S₇(t), то  ∆U_{ij min} =∆ U₁₃=∆U₁₄=√2T U. Таким образом, использование системы сигналов Si(t), S₃{t) и Si(t) для передачи символов трехпозиционного кода с точки зрения помехозащищенности предпочтительнее, чем использование системы сигналов Sз(t), S₄(t) и S₇(t).

При разработке ЦСП остро стоит вопрос сужения спектра импульсного цифрового сигнала. Наиболее эффективным является использование многоуровневых сигналов (рис. 6.17, а). В этом случае сигнал на выходе КУС имеет вид, показанный на рис. 6.17,6. Решение о принимаемом сигнале выносится на основе сравнения напряжений Ui с пороговыми напряжениями U_пi. Чем больше разность по высоте U_с между соседними по уровню сигналами, тем больше разность между соседними пороговыми напряжениями ∆U_п. Регенератор работает без ошибок, если помеха

в моменты стробирования имеет мгновенные значения, удовлетворяющие неравенству U_{пум i}≤0,5∆U_п. Если область существования сигналов ±Umax разбита на u положительных и я отрицательных порогов, так что ∆U_п = U_max/(п+1), то минимальная величина защищенности сигналов от помех

Сравнивая (6.1) и (6.3), можно сделать вывод, что использование многоуровневых сигналов приводит к уменьшению помехозащищенности. Это является платой за сужение спектра цифровых импульсных сигналов.

Спектральный состав любых случайных процессов характеризуется энергетическим спектром G(f). Смысл этой функции состоит в следующем. Если импульсные сигналы подать на вход идеального фильтра со средней частотой ƒ и шириной полосы пропускания ∆ƒ, то средняя мощность случайного процесса на выходе этого фильтра численно будет равна- площади заштрихованной фигуры (рис. 6.18).

Из рассмотрения энергетического спектра двоичного сигнала (рис. 6.19) следует, что в нем содержатся: а) дискретные компоненты, в частности колебание с частотой ƒ_т, б) интенсивные низкочастотные компоненты. Первое обстоятельство является полезным и широко используется для функционирования УВТЧ в схеме регенератора. Второе обстоятельство является вредным, так как согласовывающие трансформаторы подавляют низкочастотные компоненты спектра сигнала, что приводит к заметным линейным искажениям второго рода.

Из рассмотрения энергетического спектра квазитроичного сигнала с ЧПИ (рис. 6.20) можно сделать следующие выводы: а) наиболее мощные частотные компоненты сигналов кода ЧПИ расположены в области частот, прилегающих к 0,5ƒ_T, поэтому условия прохождения сигналов по линии связи рассматриваются на полутактовой частоте; б) низкочастотные компоненты в сигналах кода ЧПИ отсутствуют, что обеспечивает слабое проявление линейных искажений второго рода; в) в спектре сигналов кода ЧПИ отсутствуют дискретные частотные компоненты.

При переходе от кода ЧПИ к коду МЧПИ добавляемые балластные сигналы мало искажают процесс чередования импульсов.

Поэтому обычно предполагают, что спектры кодов ЧПИ и МЧПИ совпадают.

Цифровой импульсный сигнал, в котором для передачи символов 0, 1 используются функции S₃(t) и S₄(t) (см. рис. 6.10), называется биимпульсным сигналом. Энергетический спектр биимпульсных сигналов по своему характеру весьма похож на энергетический спектр кода ЧПИ (МЧПИ). Однако биимпульсные сигналы более богаты высокочастотными компонентами, и в частности область максимальных по мощности частотных компонент расположена вблизи частоты 0,75f_T.

Выделение тактовой частоты. Из анализа энергетических спектров сигналов и кодов, передаваемых в линейном тракте ЦСП, следует, что только в спектре двоичных сигналов содержатся дискретные частотные компоненты. Одной из задач, решаемых при создании УВТЧ (рис. 6.21), является получение двоичного сигнала. С помощью преобразователя (Пр) линейные сигналы и коды, претерпевшие искажения при прохождении по регенерационному участку, преобразуются в двоичный сигнал, из которого с помощью узкополосного фильтра (УФ) выделяется одна из гармоник. Формирующее устройство (ФУ) преобразует гармонические сигналы в импульсные. Назначение фазовращателя (Фв) состоит в том, чтобы внести временную задержку в тракт прохождения гармонического сигнала и добиться совпадения моментов стробирования (см. рис. 6.6) с максимума сигналов, действующих на выходе КУС

Особенно просто устроен преобразователь в случае кода МЧПИ. Так как символы 1 передаются импульсами положительной или отрицательной полярности, достаточно осуществить двухполупе-риодное выпрямление, чтобы преобразовать код МЧПИ в двоичный сигнал. В этом случае целесообразно использовать УФ, настроенный на фильтрацию первой гармоники.

6.3. РЕГЕНЕРАТОРЫ ЦСП

Регенератор МЧПИ. Как видно из схемы (рис. 6.22), входной сигнал усиливается с помощью КУС, снабженного системой автоматической регулировки уровня (АРУ). Это обеспечивает стабильность уровня сигнала на выходе КУС вне зависимости от изменения затухания линии. На рис. 6.23, а—в изображены идеально

ный код МЧПИ, входной сигнал регенератора и сигнал на выходе КУС. Можно полагать, что благодаря, работе АРУ на выходе КУС Umax=const. Устройство разделения (УР) разделяет положительные и отрицательные компоненты сигнала, действующего на выходе КУС, с последующим изменением знака отрицательной компоненты так, что на выходах а и б УР действуют два положительных сигнала (рис. 6.23, г и д). Эти сигналы поступают в схему сравнения (СС), где происходят их сравнение с порогом U_c, ограничение по минимуму на уровне этого порога и сложение. Соот-

ветствующая временная диаграмма изображена на рис. 6.23, е в виде заштрихованных искаженных импульсов. В ряде ЦСП с помощью усиления и ограничения они доводятся до импульсов стандартной формы, как показано на том же рисунке штриховой линией.

Искаженный двоичный сигнал на выходе СС содержит в своем спектре гармоническое колебание с частотой ƒ_т. В моменты стробирования t_i (рис. 6.23, ж) в решающих устройствах PY₁ и РУ₂ отсчеты входных сигналов сравниваются с пороговыми напряжениями U_п1 и U_п2, и в зависимости от результатов сравнения РУ вырабатывают сигналы управления ключами Кл₁ и Кл₂. При замыкании ключей соответствующие импульсы тактовой последовательности проходят на их выходы (рис. 6.23, з,и). С помощью вычитающего устройства формируется код МЧПИ (рис. 6.23, к), после чего импульсы усиливаются с помощью формирователя выходных импульсов (ФАИ) и поступают в линию.

Регенератор биимпульсного сигнала. Рассмотрим схему регенератора в случае, когда символы 0 и 1 передаются противоположными по знаку биимпульсными сигналами S_з(t) и S₄(t). С помощью ВУ₁ и ВУ₂ (рис. 6.24, а), в которых используются линии задержки с τ=0,5T, осуществляется оптимальный прием сигналов.

Сигнал в точке схемы определяется как U₁(t)=u_Bx(t)-2u_вх (t—0,5Т) + u_вх (t—Т). После интегрирования имеем

Аналогичный результат можно получить, если реализовать оптимальный приемник на основе выражения (6.2) и в качестве опорного сигнала использовать функцию S₄(t) (см. рис. 6.10). Так как сигналы S₃(t) и S₄(t) противоположны по знаку, то и отсчеты на выходе оптимального фильтра в точке 1 также противоположны (рис. 6.24, в). Схема преобразователя в УВТЧ упрощена, так как УВТЧ подключено не к линии, а к выходу ВУ₁. На рис. 6.24, г и д показаны напряжения на выходе УВТЧ и инвертора (Инв). Принцип работы РУ состоит в следующем. Если в моменты стробирования U величина U_{вых i}>0, то на выходе РУ появляется сигнал управления длительностью Т, который приведет к срабатыванию ключа (Кл). В результате этого сигнал S₄(t) с выхода УВТЧ попадает на вход ФВЧ, который усиливает сигналы. В случае, когда U_выхi<0, на выходе РУ сигнал управления отсутствует и через КЛ проходит сигнал S₃(t) с выхода инвертора.

6.4. МЕШАЮЩЕЕ ВОЗДЕЙСТВИЕ ИСКАЖЕНИИ И ПОМЕХ

Оценку мешающих факторов, приводящих к сбоям в работе регенератора, проведем для случая передачи кода МЧПИ.

Влияние точности коррекции линейных искажений. Одна из. причин возникновения ошибок в работе регенератора состоит а том, что на входы РУ₁ и РУ₂ поступают искаженные импульсы, так что может возникнуть ложное превышение или ложное не превышение порогов U_n1 и U_n2. Теоретически для восстановления формы сигналов, претерпевших искажения при прохождении по линейному тракту, необходимо осуществить коррекцию линейных искажений во всем диапазоне частот. Однако расширение рабочей полосы частот приводит к возрастанию шумов, так что коррекция линейных искажений осуществляется в частотном диапазоне (0...0,5ƒ_T), в котором передается большая часть энергии сигналов. Амплитудно-частотная характеристика КУС имеет вид, аналогичный АЧХ линейных усилителей, используемых на НУП аналоговых СП. Из-за ограниченности рабочей полосы частот форма импульсов восстанавливается лишь частично, как, это показано на рис. 6.23, в.

Для оценки качества коррекции сигналов кода МЧПИ и достоверности работы регенератора сигнал, действующий на выходе корректирующего усилителя, подают на вертикальные пластины осциллографа, а развертку синхронизируют тактовой последовательностью импульсов. В результате реализация случайного импульсного сигнала, действующая на входе осциллографа, разбивается на фрагменты длительностью Т. Каждый фрагмент располагается посередине экрана осциллографа, и в результате возникает фигура, носящая название «глаз-диаграмма». На рис. 6.25 изображены глаз-диаграммы для коротких и длинных регенерационных участков, т. е. при малых и больших искажениях. Важной характеристикой качества коррекции является относительная

величина    раскрыва    глаз-диаграммы,    равная    отношению   K=∆U∕U_max

Очевидно, что чем ближе К к 1, тем выше качество коррекции и надежность работы регенератора, так как меньше опасность ошибочного превышения (непревышения) пороговых напряжений. Качество коррекции считается допустимым, если К>0,75.

Влияние точности работы УВТЧ. На входе узкополосного фильтра УВТЧ действует сигнал, близкий по форме к двоичному, в спектре которого вблизи частоты ƒ_т расположены мешающие частотные компоненты (см. рис. 6.19). Мощность помехи зависит от ширины полосы пропускания УФ (∆ƒ_уф≈10 кГц). Отношение сигнал-шум на выходе УФ К≥100.

Наличие помехи на выходе УФ приводит к погрешности в работе УВТЧ. Эта погрешность проявляется в том, что моменты «тробирования случайным образом смещаются относительно своих истинных значений. Однако при К>100 этим явлением можно пренебречь. Необходимо отметить, что выбирать величину ∆ ƒ_уф уже 10 кГц нецелесообразно по следующей причине. Узкополосные фильтры сами вносят временные задержки в тракт прохождения сигнала: τ₃ = λ(ƒ-ƒ₀)/∆ ƒ_уф, где λ — коэффициент пропорциональности, зависящий от порядка фильтра; ƒ₀ — резонансная частота.

По различным причинам, в том числе из-за температурных изменений, значение ∆ƒ=|ƒ_т—ƒ₀| может меняться, что будет приводить к изменению т₃ на тактовой частоте ƒ_т и смещению моментов стробирования относительно истинного положения. С учетом дестабилизирующих факторов погрешность в работе УВТЧ, равная ∆t∕T, где ∆ƒ-максимальная величина отклонения момента стробирования от истинного положения, составляет 5... 10%.

Влияние помех. Источники помех, действующих на входе регенератора, зависят от типа линии связи. Если ЦСП работает на магистрали с коаксиальным кабелем, то источниками помех являются тепловые шумы и шумы КУС. На симметричных кабелях помехи возникают из-за взаимного влияния между цепями. Будем считать, что помеха имеет нормальное распределение мгновенных значений, что характерно для тепловых и собственных шумов уси-

лителей. В случае симметричного кабеля при количестве мешающих цепей М>6 также можно считать помеху распределенной по нормальному закону. Мешающее действие шумов оценим при идеальной глаз-диаграмме, т. е. будем считать, что в моменты стробирования возможные величины отсчетов Ui равны ± U_m или 0. Так как на выход КУС просачивается помеха, эти отсчеты равны —U_m+U_пом, u_пом, U_m + U_пом, где u_пом — мгновенные значения напряжения помехи на выходе КУС. На рис. 6.26 показано расположение отсчетов U_i в моменты принятия решения в РУ₁ и РУ₂ и изображены плотности распределения вероятности этих отсчетов p_-1(u_пом), р₀(u_пом), p₁(u_пом) соответственно для случаев, когда передаются символы —1, 0 и 1:

где о² — мощность помехи на выходе КУС. Как видно из этого же рисунка, вероятность неверного принятия символа 1 равна заштрихованной площади S₁ вероятность неверного принятия символа 0 равна сумме заштрихованных площадей S'_o и S"_o, вероятность неверного принятия символа —1 равна заштрихованной площади S-1. Если пороги U_п1 и  U_п2 расположены симметрично по отношению к оси абсцисс, то U_n1 — U_n2=0,5U_m и

Заменяя переменную в   (6.6)   на   х=(U_пом—U_m)∕σ  и   используя (6.5), получаем

где Ф(х) —интеграл вероятности.

Если за достаточно большой интервал времени, T передавалось N₁ символов 1, N_-1 символов —I и N₀ символов 0, а на приеме число неверно принятых символов равно соответственно N'₁, N_-1, N'₀. то справедливы следующие соотношения: S₁=N'₁/N₁S_-1 = N_-1/N_-1 S₀= S_o + S"_o = N₀/N₀.

            Если вероятности появления символов 0 и 1 в двоичном сигнале равны между собой (р = 0,5), то вероятности появления символов 1 и —1 в коде ЧПИ равны 0,25. В результате, если за время T передано N символов, то N₁ = 0,25N, N_-1=0,25N, N₀=0,5N и общее число неверно принятых импульсов N' = N'₁+ N'_-1+N'₀ = 1,5NS₁ где S₁ определяется из (6.7).

Для оценки качества работы регенератора вводится понятие коэффициента ошибок K_oш=N'/N=1,5Ф(0,5U_m/σ), который зависит от величины отношения U_m/σ или от защищенности A= 20 1g(U_m/σ). Эта зависимость приведена в табл. 6.2.

Данный расчет был приведен в предположении идеальности глаз-диаграммы. При реальной глаз-диаграмме необходимо уменьшить величину U_п на 25%. Кроме того, необходимо учесть неидеальность работы АРУ, нестабильность U_пl и —U_п2, неидеальность работы УВТЧ. C учетом этих обстоятельств для обеспечения указанных в табл. 6.2 значений коэффициента ошибок необходимо увеличить защищенность на 5 ... 6 ДБ.

6.5. РАСЧЕТ ДЛИНЫ РЕГЕНЕРАЦИОННОГО УЧАСТКА

Согласно рекомендациям МККТТ коэффициент ошибок в линейном тракте не должен превышать 10^-6. Так как ошибки на различных регенерационных участках возникают взаимно независимо для одиночного регенератора К_ош=10^-6/п, где п — число регенераторов.

            Расчет для магистралей с коаксиальным кабелем. Обычно, как это сделано в эквивалентной схеме (рис. 6.27), реальные линии и усилитель заменяют идеальными нешумящими, а на входе усилителя включают эквивалентный генератор шума (ГШ). При данном типе кабеля источниками помех являются:

            тепловой шум линии P_т.ш=kT∆f, где k=1,28-10^-23 Дж/град — постоянная Больцмана, T—абсолютная температура по Кельвину, ∆ƒ=(0—0,5ƒ_T), т. е. ∆ƒ=0,5ƒт — рабочий диапазон частот линейного тракта;

собственные шумы усилителя, влияние которых отражается с помощью коэффициента шума D_ш, причем мощность этих шумов Рс.ш =P_т.шD_ш.

            Можно подсчитать, что при нормальной температуре и ширине полосы частот ∆ƒ=1 МГц, Р_г.ш = 0,404 *10^-11 мВт, что соответствует уровню по мощности р_т.ш= —114 дБ. Тогда уровень теплового шума, развиваемый ГШ,

            Точная оценка мощности полезного сигнала не входе регенератора затруднительна, так как спектр сигналов МЧПИ широкий и затухание линии зависит от частоты. Но ввиду того, что наиболее мощные компоненты спектра данных сигналов расположены в области частоты 0,5ƒ_т, упрощенно расчет затухания линии проводится на этой частоте. Таким образом, р_пр=р_пер—α(0,5ƒ_T)l, где α(ƒ)—километрическое затухание кабеля. Защищенность сигналов от помех на входе регенератора с учетом (6.8) A=р_пр—р_гш= 114+р_пер— 101g(0,5ƒ_T/l мГц)—α(0,5ƒ_T)l—d_ш, где d_ш=101gD_ш Задаваясь необходимой величиной К_ош, по табл. 6.2 выбирают защищенность А_табл, откуда определяется А=А_табЛ+∆А (∆А = 5... ...6 дБ). В результате получим следующую формулу для расчета длины регенерационного участка:                                                                

            Расчет для магистралей симметричного кабеля. Здесь можно выделить два случая.

            1. Количество влияющих ЦСП N>6. Тогда следует считать, что помеха имеет нормальное распределение и ее мощность Р_помΣ —Р^помN, где Р_пом — мощность помехи, создаваемая одной ЦСП.

            Если все ЦСП работают по одному кабелю, то наиболее опасное влияние оказывает передача одной ЦСП на прием другой  (рис. 6.28). Этот случай эквивалентен ситуации, рассмотрен-

ной применительно к коаксиальному кабелю, но р_гш=р_пер—А₀+101gN, где A_о— затухание на ближний конец.

Если же имеет место двухкабельная работа ЦСП, т. е. все регенераторы, работающие на передачу, помещены в одном кабеле, а регенераторы, работающие на прием, — в другом, то характер взаимного влияния между ЦСП можно уяснить с помощью рис. 6.29. В этом случае р_гш=р_пер—A_l+101gN, где A_l — затухание на дальний конец. Тогда А =р_пр—p_гш=A_0,l-α(0,5ƒ_T)l—  l0lgN. Здесь A₀,_l — переходное затухшие на ближний или дальний конец в зависимости от того, какая система организации работы ЦСП используется — однокабелыая или двухкабельная. Отсюда

Так как A_l>A₀ длина регенерационного участка при двухкабель-ной работе больше, чем при однокабелвдой.

В ряде случаев, например при уплотнении кабелей ГТС для организации соединительных линий между АТС, для увеличения l при однокабельной работе ЦСП рекомендуется размещать регенераторы в шахматном порядке (рис. 6.30). Здесь А₀'=А₀+0,5α(0,5ƒ_т)l.

Оптимальным является размещение регенераторов, работающих в разных направлениях, строго в середине регенерационных участков. Если же регенерационный участок разбит на две неравные части l₁ и l₂ так, что l₁<l₂ то A₀'=A₀ + α(0,5ƒ_т)l₁.

2. Количество влияющих ЦСП мало (N<4). В этом случае помеху можно представить как гармоническое колебание с частотой, близкой к 0,5ƒ_т, и амплитудой U_помΣ =NU_пом, где U_пом — амплитуда помехи, создаваемой одной ЦСП. Так как помеха ограничена по напряжению диапазоном ±U_помΣ, минимальная защищенность сигналов от помех A = 6 дБ (см. (6.1)). По аналогии с предыдущим l= (A_0,l—A—∆A—201gN)/α(0,5ƒ_T).

Следует особо остановиться на определении длины регенерационных участков, примыкающих к АТС. Как известно, работа узлов АТС, особенно декадно-шаговой системы, создает интенсивные шумы в полосе частот до 2 МГц. Мощность этих помех быстро затухает с удалением от АТС, и можно считать, что наиболее подвержен действию помех прилегающий к АТС регенерационный участок. Поэтому в случае декадно-шаговых АТС дается рекомендация о сокращении вдвое длины прилегающего к ней регенерационного участка.

6.6. ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ ЦСП, РАБОТАЮЩИХ НА АБОНЕНТСКИХ ЛИНИЯХ (ЦСП-АЛ)

В настоящее время проводятся активные работы в области повышения эффективности использования абонентских линий (АЛ). На рис. 6.31 АК и СК — абонентский и станционный комплекты оборудования ЦСП-АЛ. С помощью вилки линейных фильтров ВЧ и НЧ осуществляется совместная работа ЦСП-АЛ и низкочастотной связи по АЛ. Абонентская линия организуется   по кабелям различного вида, так как в ней можно выделить магистральные участки с кабелем емкостью свыше 100 пар и распределительные участки с кабелем емкостью от 10 до 100 пар. Кроме того, абонентская проводка  может оказаться достаточно большой протяженности. На разных участках используются провода с диаметром жил, который   может   изменяться   в пределах   0,4... 0,7 мм. В результате для АЛ характерны неоднородности, из-за которых возникают встречные и попутные потоки электромагнитной энергии, затрудняющие передачи цифровых сигналов. Кроме того, на АЛ действуют мощные импульсные помехи, связанные с передачей импульсов набора номера.

Из рис. 6.32 следует, что из-за ограниченности рабочего диапазона сверху частотой 250 кГц в ЦСП-АЛ необходимо использовать блочные коды, а из-за большого уровня помех — наиболее помехоустойчивую систему сигналов {S_i(t)}. Следует также учесть, что в процессе эксплуатации возможно скрещивание проводов физической цепи, в результате чего система сигналов {Si(t)} поменяет свою полярность на противоположную.

Последнее обстоятельство вынуждает использовать относительные методы передачи информации. Применительно к передаче двоичных сигналов с помощью двух сигналов S_i (t) и _Sj(t) это означает следующее: если передается символ 1, то происходит смена сигналов на соседних тактовых интервалах, если же передается символ 0, то смены сигналов не происходит (табл. 6.3). В качестве совокупности сигналов, используемых для передачи символов блочного кода, в линейном тракте ЦСП-АЛ применяют-

ся сигналы S₁(t), S₂(t), S₃ (t) и S₄(t)- Минимальное расстояние между этими сигналами ∆U₁₃ = ∆U₁₄ = √2T U. Перспективным для передачи цифровой информации в линейном тракте ЦСП-АЛ является код 3B2Т-ОБС, в котором символу 0 соответствуют сигналы S₁(t) и S₂(t), символом 1 и 2— сигналы S₃(t) и S₄(i). Относительный характер передачи информации состоит в том, что если передается символ 1, то не происходит взаимной смены сигналов S₃(t) и S_t(t) на соседних тактовых интервалах. При передаче символа 2 такая смена происходит (рис. 6.33). Энергетический спектр кода 3B2T-ОБС достаточно равномерно распределен в диапазоне частот 0... ƒт.

Рассмотрим вопрос регенерации кода ЗВ2T-ОБС. Здесь необходимо отметить, что включать регенераторы в многопарные магистральные и распределительные кабели на абонентской сети затруднительно. Поэтому речь идет о регенераторах, входящих в состав АК и.СК- Оптимальный прием сигналов осуществляется с помощью BY₁ и ВУ₂ (рис. 6.34). Так как выходное напряжение оптимального фильтра определяется как

Следовательно, на выходе оптимального фильтра напряжение при приеме сигналов S₃ (t) и S₄(t) будет принимать значения ±U_вых, а при приеме сигналов S₁(t) и S₂(t) оно равно. Устройство разъединения (УР) работает так же, как при регенерации кода МЧПИ, т. е. разъединяет положительные и отрицательные части напряжения и инвертирует отрицательную часть. Решающее устройство (РУ) вырабатывает трехпозиционный код 0, 1, 2 в зависимости от превышения напряжений, действующих в точках а и б над пороговыми напряжениями, а преобразователь кода (ПК) преобразует троичный код в двоичный.

            Наличие на входе регенератора ВУ₁ и ВУ₂, каждая из которых вносит существенное затухание в области низких частот, свидетельствует о том, что низкочастотные компоненты кода 3В2Т-ОБС в работе регенераторов не используются. Поэтому между АК. и СК (см. рис. 6.31) включен ФВЧ, который предотвращает влияние ЦСП-АЛ на низкочастотную связь. В табл. 6.4 приведены частоты среза ФВЧ при различных скоростях цифрового потока, используемого в аппаратуре.

            Таким образом, использование кода 3В2Т-ОБС позволяет высвобождать диапазон низких частот для передачи НЧ сигналов по абонентской линии в достаточно широком диапазоне частот.

Глава  7.    ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ С ИМПУЛЬСНО-КОДОВОИ МОДУЛЯЦИЕЙ

7.1. ПЕРВИЧНЫЕ ДСП

            На общегосударственной первичной сети применяются 30-ка-нальные первичные ЦСП с ИК.М, отвечающие рекомендациям МККТТ для систем первой ступени европейской иерархии. К ним относятся системы передачи:   ИКМ-30,  предназначенная для со-

здания пучков соединительных линий между городскими и пригородными АТС и между АТС и АМТС; ИКМ-ЗОС, используемая на сетях сельской связи. Общие принципы построения ЦСП этих типов одинаковы, поэтому вначале рассмотрим ЦСП ИКМ-30, а затем приведем сведения об особенностях ИКМ-ЗОС.

            Цифровая система  передачи   ИКМ-30 позволяет  организовывать по парам низкочастотных кабелей с бумажной и полиэтиленовой изоляцией 30 каналов ТЧ при однокабельном или двухка-бельном варианте работы. В первом случае пары, предназначенные для организации встречных направлений передачи, должны иметь достаточно высокое переходное затухание, поэтому удается уплотнить не более трети всех кабельных пар. Во втором случае могут быть задействованы почти все пары, что равноценно увеличению емкости кабеля примерно в 14 раз   (некоторые пары при этом используются для передачи служебной информации). В аппаратуре ИКМ-30 для каждого канала ТЧ организуется по два выделенных сигнальных канала (CK₁ и СК₂) для передачи сигналов управления и взаимодействия, необходимых для функционирования устройств  коммутации сети.   В  системе   предусмотрена возможность организации канала звукового вещания второго класса вместо четырех каналов ТЧ, а также восьми каналов передачи дискретной информации со скоростью 8 кбит/с вместо одного канала ТЧ. Еще один такой же   канал ПДИ организуется непосредственно в групповом тракте аппаратуры ИКМ-30.

            На рис. 7.1 приведена структура ЦСП ИКМ-30, а в табл. 7.1 — длина регенерационного участка l_уч, максимальная длины секции дистанционного питания 1_д.п и переприемного участка по тональ-

ной частоте L_п в зависимости от типа кабеля. На рис. 7.1 приняты следующие обозначения: СУ — согласующие устройства, обеспечивающие подключение входов каналов ТЧ ЦСП к городским АТС; АЦО — аналого-цифровое оборудование, формирующее из аналоговых сигналов ТЧ и сигналов СУВ типовой первичный цифровой поток со скоростью передачи 2048 кбит/с и преобразующее этот поток на приеме в соответствующие сигналы ТЧ и СУВ; ОЛТ — оборудование линейного тракта, обеспечивающее регенерацию принимаемых цифровых сигналов, ввод в кабель тока дистанционного питания необслуживаемых регенерационных пунктов, телеконтроль линейного тракта, контроль ошибок в линейном сигнале, защиту станционных устройств от опасных напряжений, возникающих в кабеле, и организацию служебной связи (СС); НРП — необслуживаемые регенерационные пункты, восстанавливающие линейные сигналы после прохождения ими соответствующих кабельных участков и располагающиеся в кабельных колодцах; ОРП — обслуживаемый регенерационный пункт, функции которого практически совпадают с ОЛТ оконечных станций.

            Телеконтроль линейного тракта и служебная связь осуществляются по отдельным парам кабеля.

            Аналого-цифровое оборудование построено по принципу, подробно рассмотренному в гл. 5. На передаче в АЦО осуществляется амплитудно-импульсная модуляция аналоговых сигналов ТЧ, после чего они объединяются в групповой АИМ сигнал. Последний кодируется в групповом кодере с нелинейным квантованием (амплитудная характеристика кодера построена по квазилогарифмическому закону А-86,7/13) в восьмиразрядные кодовые комбинации, которые объединяются с сигналами управления и взаимодействия и сервисными сигналами (обеспечивающими работоспособность данной ЦСП) в типовой первичный цифровой поток со скоростью передачи 2048 кбит/с. Параметры этого потока в точке ТСь называемой точкой стыка (сетевым стыком), отвечают рекомендациям МККТТ, что позволяет использовать данную ЦСП не только для построения ЦСП следующих ступеней иерархии, но и для совместной работы с другим типовым оборудованием, например оборудованием радиорелейных и волоконно-оптических линейных трактов. К точкам стыка вместо АЦО может подключаться⁴ типовая аппаратура цифрового вещания (АЦВ), которая позволяет организовывать или четыре канала звукового вещания (ЗВ) высшего класса, или два стереоканала ЗВ, или восемь репортерских каналов (вместо 30 каналов ТЧ).

            В точке стыка TC₁ принят код с чередованием полярности импульсов (ЧПИ). Поскольку линейный сигнал аппаратуры ИКМ-30 имеет такой же код, оборудование линейного тракта относительно» просто, поскольку не содержит преобразователей кодов.

Линейный сигнал системы   построен   на основе   сверхциклов циклов, канальных и тактовых интервалов, как это показано на рис. 7.2 (обозначение 0/1 соответствует передаче в данном тактовом интервале случайного сигнала).   Сверхцикл   передачи   (СЦ)

соответствует минимальному интервалу времени, за который передается один отсчет каждого из 60 сигнальных каналов (СК) и каналов передачи аварийной сигнализации (потери сверхцикловой или цикловой синхронизации). Длительность СЦ Т_сц=2 мс. Сверхцикл состоит из 16 циклов передачи (с Ц₀ по U₁₅). Длительность цикла Т_ц = 125 мкс и соответствует интервалу дискретизации сигнала ТЧ с частотой 8 кГц. Каждый цикл подразделяется на 32 канальных интервала длительностью Т_ки=3,906 мкс. Из них 30 интервалов отводятся под передачу сигналов ТЧ (КИ₁—КИ₁₅, КИ₁₇—КИ₃₁), а два — под передачу служебной информации (КИ₀ и KH₁₆). Каждый канальный интервал состоит из восьми интервалов разрядов (P₁—P₈) длительностью по Т_р = 488 не. Половина разрядного интервала может быть занята прямоугольным импульсом длительностью Т_и=244 нс при передаче в данном разряде единицы (при передаче нуля импульс в разрядном интервале отсутствует).

            Интервалы КИ₀ в четных циклах предназначаются для передачи циклового синхросигнала (ЦСС), имеющего вид 0011011 и занимающего интервалы Р₂—Р₈. В интервале P₁ всех циклов передается информация постоянно действующего канала передачи дискретной информации (ПДИ). В нечетных циклах интервалы Р₃ и Р₆ КИ₀ используются для передачи информации о потере цикловой синхронизации (Авар. ЦС) и снижении остаточного затухания каналов до значения, при котором в них может возникнуть самовозбуждение (Ост. зат). Интервалы Р₄, P₅, P₇ и Р₈ являются   свободными,   их занимают   единичными сигналами для улучшения работы выделителей тактовой частоты. В интервале КИ₁₆ нулевого цикла (Ц₀) передается сверхцикловой синхросигнал вида 0000 (P₁—Р₄), а также сигнал о потере сверхцикловой синхронизации (Р₆—Авар. СЦС). Остальные три разрядных интервала свободны. В канальном интервале KИ_i6 остальных циклов (Ц₁—Ц₁₅) передаются сигналы служебных каналов CK₁ и СК₂. причем в Ц₁ передаются СК для 1-го и 16-го каналов ТЧ, в Ц2 — для 2-го и 17-го и т. д. Интервалы Р₃, Р₄, Р₆ и Р₇ свободны, но в ЦСП ИКМ-30С, где для каждого канала ТЧ требуется большее число СК, они используются.

            В настоящее время отечественная промышленность серийно выпускает 30-канальную ЦСП четвертого поколения ИКМ-30-4, которая должна заменить широко распространенную на сети ИКМ-30. Эта система выполнена на современной элементной базе, а ее сервисные устройства соответствуют самому высокому международному уровню. Системы ИКМ-30 и ИКМ-30-4 полностью совместимы.

            Основные отличия ЦСП ИКМ-30-4 от ИКМ-30 заключаются в следующем. Во-первых, в ИКМ-30-4 сигналы управления и взаимодействия объединяются в оборудовании согласования межстанционных линий АТС, АМТС (ОСА) в общий канал сигнализации (ОКС). Точка стыка этого канала между ОСА и аналого-цифровым оборудованием АЦО соответствует унифицированному противонаправленному стыку основного цифрового канала (ОЦК) со скоростью передачи 64 кбит/с, что позволяет использовать ОКС, самостоятельно. Во-вторых, за счет повышения КПД линейных регенераторов почти вдвое увеличены секция дистанционного питания и максимальная дальность связи. Так, для кабелей Т-0,5 эти величины составляют соответственно 40 и 80 км вместо 25 и 50 км для ИКМ-30. В-третьих, если линейный тракт организован по двухкабельной схеме на десятипарном кабеле ТПП-0,7, в ЦСП ИКМ-30-4 предусмотрена возможность увеличения регенерационного участка на 44% по сравнению с участком ИКМ-30.

            Как уже отмечалось, ЦСП ИКМ-30-4 имеет современное сервисное оборудование, один комплект которого позволяет контролировать работу по 100 блоков аппаратуры как в дежурном режиме, так и по командам оператора. Число различных команд — 15, на табло оператора может быть отображено до 12 различных состояний каналов, до 21 различных нарушений в их работе и до 20 различных неисправностей блоков. По командам сервисное оборудование может контролировать любой необслуживаемый регенерационный пункт, а в нем — любой линейный регенератор (ЛР). Число контролируемых НРП может достигать 99, а число ЛР в каждом из них —12. Сервисное оборудование позволяет организовывать низкочастотную служебную связь в двух направлениях, станционную служебную связь и служебную связь по цифровому каналу со скоростью передачи 32 кбит/с. Последняя может использоваться и для передачи дискретной информации. Сервисное оборудование надежно защищено от неисправностей; его функции по команде оператора могут быть переданы на ЭВМ центра тех-

нического обслуживания (ЦТО) станции, которая в этом случае будет управлять системой передачи по заданной программе и фиксировать все состояния и неисправности узлов аппаратуры.

            Система ИКМ-ЗОС используется на кабелях типа КСПП-1* 4*1,2 или КСПП-1*4*0,9 по однокабельной схеме. Помимо возможностей системы ИКМ-30 с ее помощью можно организовать дополнительно общий канал сигнализации ОКС со скоростью передачи 64 кбит/с, а также осуществить выделение части каналов ТЧ и разветвление группового потока. Выделение и разветвление выполняются с использованием станций разветвления (СР). В одной системе возможно организовать связь центральной станции (ЦС) не более чем с семью оконечными ОС с помощью трех СР. При этом каждая СР может работать в режиме квадрата (рис. 7.3, а)  или треугольника   (рис. 7.3,6). В режиме квадрата

возможно перераспределение каналов в количествах k, m, п, причем k + m + п=30. Станция разветвления, работающая в режиме треугольника, перераспределяет между направлениями группы по 15 каналов.

            Каждая из станций ЦС, СР и ОС может быть питающей. Расстояние между станциями достигает 90 км (для кабеля с диаметром жил 0,9 мм) или ПО км (1,2 мм). Число необслуживаемых регенерационных пунктов между станциями не должно превышать 28. Система ИКМ-30С может работать совместно с ИК.М-30-4, поскольку в этих системах унифицирована точка стыка TC₁ устройств АЦО и ОЛТ, принята единая структура временного спектра и выбран одинаковый код линейных сигналов. В табл. 7.2 приведены другие данные 30-канальных ЦСП, а также субпервичной ЦСП и ЦСП высших ступеней иерархии.

7.2. ВТОРИЧНЫЕ ЦСП

            Вторичная система передачи ИКМ-120У, отвечающая рекомендациям МККТТ для европейской иерархии ЦСП, предназначена Для организации каналов ТЧ на местных и внутризоновых участках первичной сети по кабелям ЗК.П и МКС. Основным узлом ИКМ-120У является устройство образования типового вторичного Цифрового потока (вторичной временной группы ВВГ) со скоростью передачи 8448 кбит/с из четырех первичных потоков со ско-

ростями передачи 2048 кбит/с (рис. 7.4). При использовании четырех комплектов АЦО-30 первичной ДСП получают 120 каналов ТЧ.

            Посредством вторичной ЦСП возможно организовать аналоговый вторичный сетевой тракт (60-канальный). Для этого используется аналого-цифровое оборудование преобразования вторичной группы каналов типа АЦО ЧРКВ, в котором аналоговый групповой сигнал со спектром 312... 552 кГц преобразуется в три типовых первичных цифровых потока со скоростью передачи 2048 кбит/с, которые и подаются на оборудование вторичного временного группооразования (ВВГ). При этом четвертый поток по-прежнему поступает от АЦО-30. Очевидно, что в этом случае емкость организуемого пучка каналов ТЧ снижается со 120 до 90. В АЦО ЧРКВ спектр группового сигнала 312... 552 кГц вначале смещается в диапазон 12... 252 кГц, затем дискретизируется с частотой 512 кГц и кодируется 11-разрядным кодом. Кодер имеет квазилогарифмическую амплитудную характеристику, соответствующую закону А = 5,4/5. Полученные цифровые потоки синфазносинхронны, в них введены служебные символы (синхронизации, служебной связи, аварийных сигналов)—по одному на каждую 11-разрядную информационную комбинацию.

            Линейный тракт организуется по двухкабельной схеме, но на местных участках сети допускается и однокабельная. Номинальная длина кабельного. участка l_уч = 5 км, максимальная длина секции дистанционного питания l_д._п = 200 км, максимальная длина переприемнего участка ТЧ L = 600 км, что соответствует максимальной протяженности зонового участка первичной сети.

Разработана методика замены на существующих линиях связи аппаратуры аналоговых систем К-60П и КАМА аппаратурой ИКМ-120У. При этом предусматривается возможность совместной работы указанных АСП и ЦСП по одному кабелю,что позволяет постепенно заменять аппаратуру без длительного закрытия связи по модернизируемой линии передачи.

Цифровой поток в точке стыка ТС₂ между ВВГ и ОЛТ системы имеет параметры, соответствующие рекомендациям МККТТ, и потому может использоваться для организации связи посредством типовой аппаратуры по радиорелейным и волоконно-оптическим линиям.

Временной спектр вторичного потока разделен на циклы дли тельностью Г_ц=125 мкс. Структура цикла типична для ЦСП с временным группообразованием при двустороннем согласований-скоростей объединяемых потоков (см. рис. 5.50).

7.3. ТРЕТИЧНЫЕ ЦСП

Рекомендациям МККТТ по третичным ЦСП европейской иерархии соответствуют 480-канальные системы (ИКМ-480), которые предназначены для использования на внутризоновых и магистральных участках первичной сети. Однако внедрение этих систем в настоящее время сдерживается недостаточно высокой экономической эффективностью по сравнению с действующими СП

с ЧРК.

Комплекс аппаратуры (рис. 7.5) предназначен для организации пучков каналов по кабелям МКТ-4 с коаксиальными парами малого диаметра (1,2/4,6 мм). На входы оборудования образования третичной временной группы-ТВ Г (точки стыка ТС₂) поступают четыре типовых вторичных потока со скоростями 8448 кбит./с, которые объединяются в типовой третичный поток со скоростью передачи 34 368 кбит/с. В точке стыка ТС₃ оборудования ТВГ и ОЛТ параметры этого потока соответствуют рекомендациям МККТТ, что позволяет использовать оборудование ТВГ как для образования ЦСП следующей ступени иерархии (четверичной), так и для образования линейных трактов посредством типовой аппаратуры на волоконно-оптических линиях связи.

            Временной спектр линейного сигнала системы ИКМ-480 (рис. 7.6) разделяется на циклы длительностью Т_ц = 62,5 мкс, равной половине длительности циклов 30- и 120-канальных ЦСП. Цикл состоит из трех равных по времени субциклов (а не четырех, как в других ЦСП с временным группообразованием), в каждом из

которых содержится по 716 разрядов, причем первые 12 из них занимаются сигналами служебной информации (цикловым синхросигналом, сигналами команд согласования скоростей и т. д.), а остальные — информацией посимвольно объединенных четырех вторичных потоков. Таким образом, цикл передачи содержит 2148 позиций, из которых 2112±4 являются информационными. Такая структура цикла передачи определяется в значительной мере тем, что система цикловой синхронизации использует 12-символьный синхросигнал, частота повторения которого должна быть достаточно высокой.

Если сравнить ЦСП ИКМ-480 с действующей ныне по кабелю МКП-4 системой передачи с ЧРК К-300, становятся очевидными недостатки первой. Главные из них — малая длина номинального кабельного участка l_уч (3 км по сравнению с 6 км для К-300) и укороченная секция дистанционного питания l_д._п (200 км по сравнению с 246 км для К-300). Последнее особенно неприятно тем, что существенно затрудняет замену аппаратуры К-300 аппаратурой ИКМ-480 на существующих линиях передачи. Стремление повысить рентабельность третичных ЦСП заставило рассмотреть возможность использования этой системы на кабелях связи с симметричными парами. В настоящее время разработана система ИКМ-480С, которая предназначена для применения на кабелях типа МКС, однако ее технико-экономические показатели сравнимы с показателями СП с ЧРК типа К-Ю20С, позволяющей организовывать на одной из четверок кабеля МКС 1020 каналов ТЧ. Поэтому был разработан вариант ИКМ-480 X2, в котором благо-

даря использованию специального кода, понижающего тактовую частоту линейного сигнала, удалось удвоить число каналов ТЧ, организуемых по данному кабелю, без увеличения длин кабельных участков.

В системе ИКМ-480 X 2 два третичных потока (34 368 кбит/с) объединяются и затем кодируются кодом FOMOT¹, относящимся к блочным кодам 4В3Т, в которых исходный цифровой поток, состоящий из бинарных импульсов (+1,0), разбивается на группы по четыре символа. Каждая группа заменяется соответствующей трехсимвольной группой троичного кода ( + 1,-1,0). При этом тактовая частота снижается в 4/3 раза. Поскольку при объединении двух потоков тактовая частота удваивается, в данном случае имеет место ее увеличение лишь в 1,5 раза, что и позволяет сохранить с некоторыми усилиями прежнюю длину кабельного участка.

            Общее число бинарных четырехсимвольных групп, отличающихся друг от друга, 2⁴=16, а общее число трехсимвольных в троичном коде 3³ = 27, т. е. при данном преобразовании в линейном сигнале появляется избыточность. Она используется для обеспечения синхронизма по кодовым группам (отсутствие синхронизма устанавливается по появлению запрещенной комбинации 000) и для выравнивания текущей суммы. Например, бинарной комбинации 0101 в этом коде соответствуют две троичные +1 + 1 + 1 или — 1 + 1 — 1, первая из которых передается, если к данному моменту текущая сумма оказалась отрицательной, а вторая — положительной. Снижение текущей суммы уменьшает низкочастотные составляющие в спектре линейного сигнала и тем самым уменьшает взаимные влияния импульсов друг на друга, т. е. повышает помехозащищенность регенераторов. Однако применение блочных кодов ухудшает некоторые параметры ЦСП, в частности уменьшает возможность контроля частости ошибок в линейном тракте.

            Вариант третичной ЦСП ИКМ-480Р используется как распределительная система на комбинированном кабеле КМ-8/6 для передачи к пунктам ответвления по коаксиальным парам малого диаметра каналов ТЧ, выделенных в пунктах транзита из трактов магистральной СП с ЧРК типа К-3600.

            Создание линейных трактов на одномодовых оптических волокнах с малым километрическим затуханием существенно повышает рентабельность третичных ЦСП. В частности, применение волоконно-оптических вставок в линиях передачи на кабелях с металлическими парами позволяет уже в настоящее время увеличивать длину секции дистанционного питания линейного тракта третичной ЦСП до 246 км (ту же длину имеет секция линейного тракта К-300) и, следовательно, заменять действующие системы К-300 на ИКМ-480 или ИКМ-480 * 2 при относительно невысоких капитальных затратах, поскольку при этом сохраняются места расположения обслуживаемых промежуточных станций.

FOMOT — от Four Mode Ternary  (англ,) — четырехмодовый троичный.

7.4. ЧЕТВЕРИЧНЫЕ ЦСП

            Четверичные ЦСП — системы передачи, объединяющие четыре третичных потока со скоростью 34 368 кбит/с в четверичный — 139 264 кбит/с, т. е. позволяющие создавать пучки каналов ТЧ емкостью 480X4 = 1920. Разработанная система передачи ИКМ-1920 предполагает использование коаксиальных пар среднего диаметра (2,6/9,5 мм) кабелей КМ-4 и КМ-8/6. Номинальная длина кабельного участка такой системы l_уч = 3 км, а максимальная протяженность секции дистанционного питания l_д.п = 240 км. Система позволяет получать длину простого (без переприемов по ТЧ) канала ТЧ до 2500 км, а при наличии четырех переприемов — 12 500 км, что соответствует нормам на магистральные участки каналов ТЧ на первичной сети связи. Система ИКМ-1920 предусматривает использование АЦО-ТВ, позволяющее преобразовывать сигналы одного канала телевизионного вещания и двух каналов звукового сопровождения (или одного стерео) в три типовых третичных цифровых потока.

Линейный сигнал ИКМ-1920 разделяется на циклы, следующие с частотой 64 кГц (T_Ц=15,625 мкс). Цикл, в свою очередь, подразделяется на четыре субцикла (рис. 7.7) и содержит 2176 позиций, из которых 2148 ±4 являются информационными.

Сравнение параметров линейного тракта ИКМ-1920 с параметрами линейных трактов систем передачи с ЧРК К-3600 и К-5400, имеющих ту же длину номинального кабельного участка (3 км), но позволяющих организовывать по тому же кабелю пучки по 3600 и 5400 каналов ТЧ соответственно вместо пучка емкостью 1920 каналов, говорит о неэффективности внедрения ЦСП ИКМ-1920. Поэтому в настоящее время налаживается выпуск модифицированной системы ИК.М-.1920Х2, в которой удвоение числа каналов ТЧ достигается объединением двух четверичных цифровых потоков. Скорость передачи объединенного потока остается равной скорости одного четверичного за счет применения специального (дуобинарного) кода, что позволяет сохранять прежнюю длину кабельного участка, равную 3 км, и существенно повысить рентабельность данной ЦСП. В дальнейшем предполагается использовать оборудование ИКМ-1920 для создания типовых четверичных цифровых потоков и передачи их по волоконно-оптическим линейным трактам, а также для организации связи по международной сети синхронной цифровой иерархии.

7.5. СУБПЕРВИЧНЫЕ ЦСП

К субпервичным ЦСП относятся широко используемые в настоящее время системы передачи ИКМ-15 и «Зона-15». Кроме того, к ним условно можно отнести систему С-32, предназначенную для совместной работы с электронной АТС типа ЭАТС-ЦА.

Наиболее распространенная на сети связи система ИКМ-15 предназначена для организации соединительных линий между сельскими АТС по кабелям КСПП и ВТСП и позволяет получать 15 каналов ТЧ. Для каждого канала ТЧ может быть организовано до трех выделенных сигнальных каналов (СК), вместо двух каналов ТЧ может быть организован один канал звукового вещания второго класса, а также четыре низкоскоростных канала для передачи дискретной информации.

Групповой сигнал ИКМ-15 передается со скоростью 1024 кбит/с; можно объединить цифровые потоки от двух систем и получить типовой первичный поток 2048 кбит/с, что обеспечивает совместимость данной ЦСП с системами, образующими рекомендованную МККТТ европейскую иерархию ДСП.

            Длина кабельного участка l_уч (рис. 7.8) может выбираться в пределах 4...7,2 км для кабеля КСПП-1Х4Х0,9 и 4,7,.7,4 км для кабеля КСПП-1 Х4Х1.2, что соответствует пределам затухания кабельного участка 26...46 дБ на полутактовой частоте 512 кГц. Максимальная протяженность линейного тракта L равна 50 км, возможно использование одной промежуточной станции, что позволяет увеличивать L до 100 км. На секции дистанционного питания l_д.п возможна установка до семи НРП. Иногда для повышения защищенности от помех регенераторов, находящихся на оконечных станциях, пристанционные участки укорачивают до 1 км, что возможно при наличии искусственных линий, входящих

в комплекты оконечных и обслуживаемых станций и дополняющих длину укороченного участка до минимально корректируемой длины (затуханием 26 дБ).

Блок уплотнения и кодирования (БУК) предназначен для аналого-цифрового и цифро-аналогового преобразования сигналов, временного объединения и разделения каналов 15-канальной группы, а также организации сигнальных каналов (СК) и канала звукового вещания (ЗВ). В зависимости от числа СК и наличия канала ЗВ БУК выпускается в различных модификациях (15 каналов ТЧ и 45 СК, 13 каналов ТЧ, 39 СК и 1 ЗВ и т. д.). В блоке применен кодер аналогичный кодеру аппаратуры ИКМ-30.

Блок, состоящий из 15 комплектов низкочастотных окончаний (КНО), обеспечивает сопряжение каналов ТЧ с работой АТС (переключение канала ТЧ с четырех на двухпроводное окончание и т. д.). С помощью блока сигнализации (БС) вводится питающее напряжение на все другие блоки станции и осуществляется формирование аварийных сигналов при повреждении любого блока оконечной станции. Блок сервисного оборудования (СО) предназначен для организации служебной связи и испытания каналов. Блок согласующих телеграфных устройств (СТУ) обеспечивает ввод низкоскоростных телеграфных сигналов в цифровые каналы системы ИК.М-15. Блок окончания линейного тракта (БОЛТ) содержит регенератор принимаемых сигналов, устройства дистанционного питания, кабельный ввод, устройства защиты станционных устройств от опасных напряжений на линии, а также приемник тонального вызова канала служебной связи.

Линейный сигнал ЦСП ИКМ-15 (рис. 7.9) построен аналогично линейному сигналу ИКМ-30. Он состоит из сверхциклов (СЦ) длительностью T_сц = 2 мс. Каждый сверхцикл соответствует интервалу времени, за который передается один символ каждого из 45 сигнальных каналов и сигналов аварийной сигнализации (авария синхронизма и сбой линейного сигнала). Сверхцикл содержит 16 циклов (Ц) длительностью T_ц=125 мкс, что соответствует

частоте дискретизации исходных сигналов 8 кГц, поскольку в цикле передается одна кодовая комбинация, соответствующая одному мгновенному значению сигнала в каждом из 15 каналов ТЧ (канальные интервалы КИ₁—КИ₁₅). Нулевой канальный интервал КИ₀ занят под передачу служебной информации и сигналов каналов передачи дискретной информации (ДИ).

Линейный сигнал представляет собой последовательность униполярных импульсов, затянутых на полный тактовый интервал, т. е. имеющих длительность T_р = 980 не и соответствующих единицам ИКМ сигнала, и пауз, соответствующих нулям. По сравнению с кодом ЧПИ, используемым в первичных системах, такой сигнал обеспечивает более высокую помехозащищенность регенераторов, но требует некоторого усложнения их оборудования.

Аппаратура ИКМ-15 совместно с аппаратурой «Зона-15» и ИКМ-ЗОС позволяет создавать сети, отвечающие современным требованиям к сетям сельской связи.

Аппаратура «Зона-15», как и ИКМ-15, предназначена для организации пучков соединительных линий между сельскими АТС по кабелям  КСПП и ВТСП и строится с использованием ряда

функциональных блоков ИКМ-15. На оконечной станции (рис. 7.10) используется оборудование КНО и БУК, аналогичное оборудованию ИКМ-15. Далее два цифровых потока со скоростью передачи 1024 кбит/с, соответствующие 15-канальным группам каналов ТЧ, направляются на блок временного группообразования (ВГ 15X2). Объединение потоков синфазно-синхронное, структура объединенного потока практически повторяет структуру потока первичной ЦСП, следовательно, система «Зона-15» совмещается с ИКМ-ЗОС. Точка стыка TC₁ между блоками ВГ БОЛТ (оборудования линейного тракта) отвечает рекомендациям МККТТ, что увеличивает гибкость сети, позволяя подсоединять данное оборудование к соответствующим точкам стыка любого другого унифицированного оборудования.

В линейном тракте «Зоны-15» применен код ЧПИ. Длины кабельных участков устанавливаются исходя из типа примененного кабеля и возможности регенераторов перекрывать затухание участков 9...36 дБ на полутактовой частоте (1024 кГц) и равны 1 ... ...4,3 км. В состав аппаратуры может входить также блок цифрового транзита каналов, который используется на сетевых узлах в качестве оборудования транзита как отдельных каналов ТЧ, так и 15-канальных временных групп. При этом ввиду отсутствия преобразования цифровых сигналов в аналоговые сохраняется высокая помехозащищенность сигналов, а также несколько улучшаются другие параметры каналов ТЧ.

К субпервичным ЦСП можно отнести также систему С-32, входящую в комплекс ЭАТС-ЦА. Комплекс обеспечивает услуги телефонной связи и обмен нетелефонными цифровыми сообщениями. Главной чертой этой системы (рис. 7.11) является наличие приближенных к абонентам так называемых устройств абонентского мультиплексирования (УАМ) — концентраторов, позволяющих резко сокращать объем кабельных цепей, отнесенный к одному абонентскому номеру. Станционное оборудование производит коммутацию цифровых индивидуальных каналов, работающих на скорости 32 кбит/с под управлением устройств с записанной программой. Емкость отдельной ЭАТС-ЦА может достигать 30 000 номеров, модуля технического обслуживания и эксплуатации— до 90 000 номеров. Между ЭАТС-ЦА и другими встречны-

ми станциями используется сеть соединительных линий на базе групповых цифровых потоков со скоростями передачи 2048 кбит/с. На встречных станциях других типов должны устанавливаться комплекты, сопряжения для преобразования информационного сигнала в аналоговую или цифровую форму соответственно и согласования систем обмена сигналами управления и взаимодействия.

Цифровые абонентские аппараты (ЦТА) соединяются двухпроводными абонентскими линиями (АЛ) с концентратором ИАМ-63 (см. рис. 7.11). Абонентский аппарат осуществляет прямое и обратное преобразование разговорных сигналов и сигналов управления и взаимодействия в цифровой поток со скоростью передачи 32 кбит/с. Потоки приема и передачи разделены во времени, их символы занимают первую или вторую половину тактового интервала соответственно; таким образом, тактовая частота в АЛ составляет 64 кбит/с. В ЦТА используется аналого-цифровое преобразование сигналов посредством дельта-модуляции. Длина АЛ не должна превышать 500 м. Вместо ЦТА к УАМ-63 может быть подключено какое-либо другое абонентское устройство, предусматривающее обмен цифровыми потоками со скоростью до 32 кбит/с.

Концентратор УАМ-63 невелик и может устанавливаться, например, в подъездах зданий. На него поступает от абонентов до 63 цифровых потоков, где они синфазно-синхронно объединяются в поток, имеющий скорость 2048 кбит/с; 64-й поток со скоростью передачи 32 кбит/с используется для передачи служебной информации. Групповой поток передается по четырехпроводной групповой абонентской линии (ГАЛ) на станцию. Промежуточных регенераторов на ГАЛ не предусмотрено; в зависимости, от типа кабеля максимальная длина ГАЛ может достигать 4,5 км (кабель ТПП —0,64 мм) или 7 км (кабель КСПП-1Х4ХО,9)—оконечные регенераторы перекрывают затухание 60 дБ на полутактовой частоте 1024 кГц.

Следующим блоком является модуль абонентской концентрации (МАК), к которому может быть подведено до 32 ГАЛ и который содержит соответствующий сегмент коммутационного поля. Если вызываемый абонент подключен к этому же МАК, соединение замыкается через него, в противном случае МАК выходит на модуль транзитной коммутации (МТК), с которым он соединен четырьмя трактами, позволяющими обмениваться цифровыми потоками со скоростью передачи 2048 кбит/с. Модули МАК и МТК находятся на одной станции. Второй содержит коммутационное поле, позволяющее подключать со стороны абонентов до 15 названных цифровых потоков и 16 групповых соединительных линий (ГСЛ), по которым также передаются потоки со скоростями 2048 кбит/с.

Групповые соединительные линии соединяют данную станцию с встречной. Если последняя также является ЭАТС-ЦА, соединительная линия включается в ее МТК, в противном случае линия должна быть подсоединена к специальному модулю оборудования сопряжения (МОС). Линия ГСЛ аналогична Г АЛ, ее длина также может достигать 7 км, и на ней не предусматриваются промежуточные регенераторы. В МОС осуществляется прямое и обратное преобразование цифрового потока в разговорные сигналы и сигналы управления станции данного типа. От МОС к встречной станции отходит до 60 соединительных низкочастотных линий.

На рис. 7.11 не показан модуль технического обслуживания и эксплуатации (МТОЭ), который может располагаться как на данной ЭАТС-ЦА, так и на значительном удалении от нее. Модуль обслуживает до трех ЭАТС-ЦА, на нем устанавливается управляющая ЭВМ и устройства, обеспечивающие доступ оператора в систему.

Пользователи системы С-32 входят в интегральную цифровую сеть, позволяющую обмениваться любой информацией со скоростью передачи до 32 кбит/с. Можно предположить, что системы передачи, подобные С-32, еще нескоро получат широкое распространение. Однако уже сейчас можно добиться значительного сокращения объема кабельных цепей, отнесенного к одному абоненту, применяя серийно выпускаемые в России двух и четырех-канальные ЦСП: ИКМ-2-4 и ИКМ-4-4, предназначенные для уплотнения двухпроводных абонентских трактов. Так, ИКМ-4-4 позволяет организовывать по абонентскому тракту четыре типовых канала ТЧ с двух- или четырехпроводным окончанием; сигналы управления и взаимодействия передаются по выделенным сигнальным каналам (по два на каждый канал ТЧ). Вместо канала ТЧ абоненту может быть предоставлен канал передачи данных со скоростью передачи до 64 кбит/с при работе в синхронном режиме или до 19 кбит/с при работе в асинхронном. Эта ЦСП может применяться на абонентских линиях практически с любыми используемыми на них кабелями. Максимальная длина линии достигает 3 км при диаметре жил кабеля 0,4 мм и 8 км при диаметре 0,7 мм. Комплект аппаратуры, устанавливаемый на станции, питается от первичного источника —60 В, а комплект на абонентском конце — дистанционно по искусственным цепям,. 168

В настоящее время разрабатывается 15-канальная ЦСП для абонентских линий, которая в основном позволит решить проблему телефонизации на базе уже сложившихся телефонных сетей крупных городов.