ВВЕДЕНИЕ

Средства общения между людьми (средства связи) непрерывно совершенствуются в соответствии с изменениями условий жизни, развитием культуры и техники. Сегодня средства связи стали неотъемлемой частью производственного процесса и нашего быта0 Современные системы связи должны не только гарантировать быструю обработку и надежность передачи информации, но и обеспечивать выполнение этих условий наиболее экономичным способом.

Информация передается по каналам связи (рис. В.1).

Линией связи называется среда распространения электромагнитных волн, используемая для передачи сигналов от передатчика (Пер) к приемнику (Пр). Такой средой могут быть воздушная, кабельная, радиорелейная линии связи, волноводы и т. д. Передатчик, линия связи и приемник образуют канал связи. Источник сообщений, передатчик, линия связи, приемник и получатель  сообщений  образуют систему  связи.

Высокая стоимость линий связи обусловливает разработку систем и методов, позволяющих одновременно передавать по одной линии связи большое число независимых сообщений, т. е. использовать линию многократно. Такие системы передачи называются многоканальными. Связь, осуществляемую с помощью этих систем, принято называть многоканальной.

Основной задачей, которая решается при создании многоканальной связи, является увеличение дальности связи и числа каналов.

В истории развития телефонной связи можно выделить три этапа.

Первый этап характеризуется появлением электрической связи — созданием первого электромагнитного телеграфа, изобретенного в начале 1830-х гг. русским ученым П. Л. Шиллингом.

Задача увеличения дальности связи эффективно решена русским академиком Б. С. Якоби, предложившим в 1858 г. телеграфную трансляцию. В том же году было положено начало повышению эффективности использования линейных сооружений: русский инженер 3. Я. Слонимский изобрел дуплексное телеграфирование.

Первый вклад в технику многоканальной связи был сделан Г. И. Морозовым в 1869 г., предложившим способ одновременного телеграфирования по общей цепи с помощью токов различных частот.

Началом развития телефонной связи считается 1876 г., когда американец А. Белл предложил использовать для передачи речи на расстояние электромагнитный прибор, названный телефоном. В 1878 г. была разработана схема телефонного аппарата с угольным микрофоном. В этом же году Т. Эдисон предложил использовать в схеме передачи речи трансформатор, что обеспечивало двустороннюю передачу и большую дальность.

В 1880 г. Г. Г. Игнатьев создал схему для одновременного телеграфирования и телефонирования, основанную на разделении телеграфных и телефонных сигналов с помощью простейших электрических фильтров, т. е. был открыт принцип частотного разделения каналов. В это же время Пикар и Кайло предложили схемы для одновременного телеграфирования и телефонирования на основе применения принципа уравновешенного моста.

Хотя таким образом были созданы предпосылки для построения многоканальных систем связи, однако практически на первом этапе развития междугородной связи использовались отдельные телеграфные и телефонные цепи. Изучение свойств и опыт проектирования и строительства таких цепей позволили со временем перейти к практическому созданию многоканальных систем связи. Это стало возможным после развития методов радиотехники, изобретения электронных ламп и применения их для усиления, генерации переменных токов, модуляции и демодуляции, разработки теории и методов проектирования электрических фильтров, выравнивателей и других элементов.

Второй этап развития многоканальной связи начинается с создания дуплексных усилителей. В 1915 г. инженер, капитан русской армии В. И. Коваленков продемонстрировал макет ламповых телефонных трансляторов на Всероссийском съезде инженеров-электриков. Предложенная им идея двустороннего действия с дифференциальной системой соединения до сих пор остается основой построения дуплексных усилителей каналов тональной частоты (ТЧ). В 1922 г. в Бологом был установлен первый телефонный транслятор системы Коваленкова, обеспечивающий уверенную связь Петрограда с Москвой. Были организованы телефонные магистрали большой протяженности (Москва — Тбилиси, Москва — Магнитогорск и др.), т. е. на втором этапе теоретически была решена проблема увеличения дальности связи.

Третий этап характеризуется решением проблемы многоканальности. В конце 20-х гг. был реализован полосовой фильтр, позволяющий выделять одну боковую полосу частот. К 1930 г. появилась отечественная трехканальная аппаратура. В 1940 г. была сдана в опытную, эксплуатацию первая в СССР 12-канальная система передачи по воздушным линиям из цветных металлов. Началась прокладка кабельных линий. Был создан кабель нового типа — коаксиальный, пригодный для использования в широком спектре частот.

После войны техника многоканальной связи стала развиваться особенно интенсивно. Было налажено производство симметричного кабеля, разработана аппаратура К-12, затем 24- и 60-канальные системы К-24-2 и К-60. Для передачи по коаксиальным кабелям разработаны системы К-120, К-300, К-1920, К-3600, К-2700, К-5400, К-Ю 800. Все более широкое применение получают РРЛ большой емкости. Одновременно развиваются цифровые системы передачи (ИКМ-12, ИКМ-24, ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920 и др.), которые постепенно вытесняют аналоговые.

Последние два десятилетия знаменуются развитием волоконно-оптических систем передачи (ВОСП). По сравнению с существующими системами, работающими по медному кабелю, ВОСП обладают рядом преимуществ, основными из которых являются: широкая полоса пропускания, позволяющая организовывать необходимое число каналов по одному волоконно-оптическому тракту; возможность предоставления абоненту наряду с телефонной связью любых из существующих ныне и создаваемых в процессе развития видов услуг связи (телевидение, телефакс, широкополосное радио» вещание, различные телематические и справочные службы, рекламу, местную связь и др.); высокая защищенность от электромагнитных помех; малое километрическое затухание и возможность организации регенерационных участков большой протяженности; значительная экономия меди и потенциально низкая стоимость оптического кабеля. В настоящее время на городских телефонных сетях (ГТС) активно внедряются ВОСП ИКМ-120-4/5, ИКМ-480-5 («Сопка-1»), на магистральных и зоновых — «Сопка-2», «Сопка-3», «Сопка-4», «Сопка-5» и др.

Основными направлениями в развитии систем передачи являются: повышение эффективности использования линий связи, увеличение дальности связи, повышение ее качества и надежности, постоянное техническое совершенствование элементов и узлов аппаратуры.

Глава   1.    ПРИНЦИПЫ МНОГОКАНАЛЬНОЙ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ

1.1. СИГНАЛЫ ЭЛЕКТРОСВЯЗИ

И ИХ ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Задачей техники многоканальной связи является одно- или двусторонняя' передача на большие расстояния различного рода информации. Все виды информации, передаваемые с помощью средств электрической связи, можно разделить на две группы: сообщения и данные.

К сообщениям относится информация, воспринимаемая органами чувств одного или нескольких человек. Сообщениям свойственна так называемая избыточность, т. е. наличие в данной информации элементов, несущественных для правильного понимания ее содержания. Такие элементы могут быть отброшены без потери смысла передаваемой информации.

К данным относится информация, передаваемая в виде целесообразно выбранных символов, пригодных для машинной обработки, и бедная или не обладающая избыточностью.

Сообщения, передаваемые по каналам связи, преобразуются передатчиком (см. рис. В.1) в непрерывные (аналоговые) или дискретные (прерывистые) электрические сигналы или сигналы электросвязи (первичные сигналы). К последним относятся: телефонный, звукового вещания, факсимильный, телевизионный, телеграфный, передачи данных.

Телефонный (речевой) сигнал. Звуки речи образуются в результате прохождения воздушного потока из легких через голосовые связки и полости рта и носа. Частота импульсов основного тона лежит в пределах от 50 ... 80 Гц (бас) до 200 ... 250 Гц (женский и детский голоса). Импульсы основного тона содержат большое число гармоник (до 40), причем их амплитуды убывают с увеличением частоты со скоростью приблизительно 12 дБ на октаву. При разговоре частота основного тона меняется в значительных пределах. Высокое качество передачи телефонного сигнала характеризуется уровнем громкости, разборчивостью, естественным звучанием голоса, низким уровнем помех. Эти факторы определяют требования к телефонным каналам.

Основными характеристиками телефонного сигнала являются:

мощность телефонного сигнала Р_тлф. Согласно данным МККТТ (Международный консультативный комитет по телеграфии и телефонии) средняя мощность телефонного сигнала в точке с нулевым измерительным уровнем на интервале активности составляет 88 мкВт.

С учетом коэффициента активности (0,25) средняя мощность телефонного сигнала равна 22 мкВт. Кроме речевых сигналов в канал поступают сигналы управления, набора номера, вызова и т. д. С учетом этих сигналов  среднюю мощность телефонного сигнала принимают равной 32 мкВт, что соответствует уровню Р_Ср = —15 дБмО;

коэффициент активности телефонного сообщения, т. е. отношение времени, в течение которого мощность сигнала на выходе канала превышает заданное пороговое значение, к общему времени занятия канала для разговора. При разговоре каждый из собеседников говорит приблизительно 50% времени. Кроме того, отдельные слова, фразы отделяются паузами. Поэтому коэффициент активности составляет 0,25 ... 0,35;

динамический диапазон телефонного сигнала — десять десятичных логарифмов отношения максимальной мощности к минимальной (или разность между максимальным и минимальным уровнями сигнала): D=101g (P_max│P_min) = p_max— p_min. Для телефонного сигнала D = 35... 40 дБ;

пик-фактор сигнала Q= l01g(P_max/P_cр) или Q=Р_тах—Р_ср, который составляет Q = 14 дБ. При этом максимальная мощность, вероятность превышения которой исчезающе мала, равна 2220 мкВт ( + 3,5дБмО);

энергетический спектр речевого сигнала — область частот, в которой сосредоточена основная энергия сигнала (рис. 1.1) р = 101g[П²(ƒ)/П²₀]·Δƒ, где П²(ƒ) —спектральная плотность среднего квадрата звукового давления; П₀ — порог слышимости (минимальное звуковое давление, которое начинает ощущаться человеком с нормальным слухом на частотах 600... 800 Гц); Δƒ=1 Гц. Из рис. 1.1 следует, что речь представляет собой широкополосный процесс, частотный спектр которого простирается от 50... 100 до 8000... 10 000 Гц. Установлено, однако, что качество речи получается вполне удовлетворительным при ограничении спектра частотами 300 ... 3400 Гц. Эти частоты приняты МККТТ в качестве границ эффективного спектра речи. При указанной полосе частот слоговая разборчивость составляет около 90%, разборчивость фраз — более 99% и сохраняется удовлетворительная натуральность звучания; количество информации речевого сигнала

где ΔF = 3100 Гц — эффективная ширина спектра речи; Р_Р._ср — 88 мкВт — средняя мощность речевого сигнала на активных интервалах; η = 0,25 — коэффициент активности; Р_ш — допустимая невзвешенная мощность шума (178 000 пВт). Подставляя эти значения в (1.1), получаем Ι_р ≈ 8000 бит/с.

Сигналы звукового вещания. Источником звука при передаче программ вещания обычно являются музыкальные инструменты или голос человека.

Динамический диапазон сигналов вещательной передачи следующий: речь диктора 25... 35 дБ, художественное чтение 40 ...  ... 50 дБ, вокальные и инструментальные ансамбли 45 ... 55 дБ, симфонический оркестр до 65 дБ. При определении динамического диапазона максимальным считается уровень, вероятность превышения которого равна 2%, а минимальным — 98%.

Средняя мощность сигнала вещания существенно зависит от интервала усреднения. В точке с нулевым измерительным уровнем средняя мощность составляет 923 мкВт при усреднении за час, 2230 мкВт — за минуту и 4500 мкВт — за секунду. Максимальная мощность сигнала вещания в точке с нулевым измерительным уровнем составляет 8000 мкВт.

Частотный спектр сигнала вещания расположен в полосе частот 15... 20000 Гц. При передаче как телефонного сигнала, так и сигналов вещания полоса частот ограничивается. Для достаточно высокого качества (каналы вещания первого класса) эффективная полоса частот должна составлять 0,05... 10 кГц, для безукоризненного воспроизведения программ (каналы высшего класса) 0,03... ... 15 кГц.       

Количество информации сигналов вещания, определяемое по (1.1), при ΔF =10 000 Гц, Р_ср= 923 мкВт.и Р_п = 4000 пВт составляет I_вещ = 180 000 бит/с.

Факсимильный сигнал. Факсимильной связью называется передача неподвижных изображений (рисунков, чертежей, фотографий, газетных полос и т. д.) по каналам электрической связи. Первичные факсимильные сигналы получают в результате электрооптического анализа, заключающегося в преобразовании светового потока, отражаемого элементарными площадками изображения, в электрические сигналы. В приемнике полученный электрический сигнал возбуждает какое-либо физическое воздействие, окрашивающее элементарные площади носителя записи, в результате чего получается копия передаваемого изображения.

Бланк с передаваемым изображением накладывается на барабан (Б) передающего факсимильного аппарата (рис. 1.2).,На поверхность изображения проектируется яркое световое пятно, перемещающееся вдоль оси барабана. При вращении последнего под Действием мотора (М) световое пятно по винтовой линии обегает его поверхность, осуществляя развертку изображения. Отраженный световой поток воздействует на фотоэлемент (ФЭ), в результате чего в его цепи появляется изменяющийся во времени ток, мгновенное значение которого определяется оптической плотностью (отражающей способностью) элементов изображения.

В приемной части факсимильного аппарата принятый сигнал подается на безынерционную газосветную лампу (ГЛ). Пучок света от лампы фокусируется на поверхности светочувствительной бумаги, закрепленной на барабане приемного аппарата. Барабан вращается синхронно и синфазно с барабаном передатчика, световое пятно от ГЛ перемещается вдоль его оси. В результате после проявления получается копия передаваемого изображения.

Частотный спектр первичного факсимильного сигнала определяется характером передаваемого изображения, скоростью развертки и размерами анализирующего пятна. Максимальную частоту рисунка, рис можно рассчитать, полагая, что оригинал представляет собой чередующиеся черные и белые полосы, перпендикулярные направлению развертки, причем ширина этих полос равна ширине анализирующего пятна. В этом случае ƒ_рис= πDN/120 d, где D — диаметр барабана, мм; N— частота вращения барабана, об/мин; d — ширина анализирующего пятна, мм.

Параметры факсимильных аппаратов, рекомендуемые МККТТ: N=120, 90 и 60 об/мин; D = 70 мм и d=0,15 мм. Соответственно ƒ_рис=1465 Гц при N=120 об/мин; ƒ_рис=1100 Гц при N=90 об/мин; ƒ_рис = 732 Гц при N = 60 об/мин. При передаче реальных изображений получается первичный сигнал сложной формы, энергетический спектр которого содержит частоты 0... ƒ_рис. Динамический диапазон сигнала составляет приблизительно 25 дБ, пик-фактор равен 4,5 дБ при l =16 градациям яркости.

Информационную содержательность факсимильного сигнала определяют по формуле I_p=F_Tlog₂l, полагая число уровней сигнала 1=2 для штрихового изображения, l=16 для полутонового и F_т=2ƒ_Рис. В результате расчетов ƒ_фaKc = 2,93-10³ бит/с (l = 2, N=120 об/мин) и ƒmах = 11,7-10³ бит/с (l=16, N=120 об/мин).

Телевизионный сигнал. При телевидении, как и при факсимильной   связи,   первичный   сигнал   формируется   методом   развертки.

Спектр телевизионного сигнала (видеосигнала) зависит от характера передаваемого изображения, но структура определяется в основном разверткой. Анализ показывает, что энергетический спектр телевизионного сигнала сосредоточен в полосе частот 0... 6 МГц. Цветное телевидение должно быть совместимо с черно-белым, т. е. цветные передачи должны приниматься в виде черно-белых на монохромные телевизоры и черно-белые передачи — на приемники цветного изображения. Эти условия выполняются с помощью специальной обработки первичных сигналов.

Динамический диапазон телевизионных сигналов составляет приблизительно 40 дБ, пик-фактор 4,8 дБ, а информативность 80-10⁶ бит/с.

Телеграфные сигналы и сигналы передачи данных. Первичные телеграфные сигналы и сигналы передачи данных имеют вид последовательностей двухполярных (рис. 1.3, а) или однополярных (рис. 1,3,6) прямоугольных импульсов. Длительность импульсов определяется скоростью передачи В, измеряемой в бодах. Тогда величина F_T= 1/τ_и называется тактовой частотой, которая численно равна скорости передачи В. График нормированного энергетического спектра G_H телеграфного сигнала показан на рис. 1.4, из которого видно, что основная энергия сигнала сосредоточена в полосе частот 0 ... F_T. Понятия динамического диапазона, пик-фактора для таких сигналов не имеют смысла, а количество информации I_Tлг=F_T.

1.2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

Передача первичных сигналов от одного абонента к другому осуществляется с помощью электромагнитных сигналов, которые передаются по каналам связи. Линии связи обычно являются наиболее дорогостоящей частью систем передачи (СП) и отличаются большим разнообразием — это воздушные, кабельные, радиорелейные, спутниковые, волоконно-оптические и другие линии. С помощью СП осуществляется одновременная и взаимно независимая передача сообщений от N абонентов, расположенных в пункте А, к N абонентам, расположенным в пункте Б.

Первичные сигналы (рис. 1.5) c₁(,t), c₂(t),..., c_N (t) от N абонентов поступают на входы N каналов оборудования оконечного пункта (ОП А). В каждом, например i-м, канале с помощью соответствующего модулятора M_i первичный сигнал Ci(t) преобразуется в канальный u_i(t) и на выходе сумматора действует групповой сигнал

Необходимость преобразования Ci(t) в u_i(t) обусловлена тем, что совокупность сигналов {c,(t)} не обладает свойством разделимости. Действительно, если объединить несколько источников первичных сигналов, например, подключить несколько телефонных, аппаратов к одной линии и говорить по ним одновременно, то на; приеме невозможно определить, к какому каналу относится каждый первичный-сигнал. Очевидно, что канальные сигналы u₁(t),...,u_N(t) должны обладать существенными отличительными признаками, чтобы на приемном конце с помощью простых технических средств можно было отделить один канальный сигнал от другого. Передающая часть (Пер) оборудования оконечного пункта преобразует групповой сигнал в линейный, который поступает в линию связи. Последнее преобразование обусловлено большим разнообразием линий. Поэтому при формировании линейного сигнала из группового необходимо учитывать свойства соответствующей линии связи, и в частности рабочий диапазон частот, уровни передаваемых и принимаемых сигналов, а также помех.

Прохождение сигналов по линиям связи сопровождается искажением их формы и ослаблением мощности. Кроме того, происходит маскирование сигналов помехами. Поэтому в подавляющем большинстве случаев линию связи разбивают на отдельные участки, в конце которых устанавливают обслуживаемые или необслуживаемые промежуточные усилительные пункты (ОУП, НУП). Расстояние между ними выбирается сравнительно малым, в результате чего удается на каждом усилительном пункте достаточно качественно восстановить форму передаваемых сигналов и обеспечить их защищенность от помех.

В случае цифровых систем передачи с помощью оборудования НУП (ОУП) удается практически полностью восстановить форму передаваемых сигналов, т. е. осуществить их регенерацию.

Приемная часть (Пр) ОП станции Б, во-первых, выполняет функции оборудования ОУП, во-вторых, преобразует линейный сигнал в групповой. Совокупность передающей части станции А, приемной — станции Б ОУП, НУП и линии связи объединяется в линейный тракт. В пункте Б с выхода линейного тракта сигнал u_Г (t) поступает на вход совокупности разделителей P₁,..., P_n канальных сигналов. Так, в t-м канале Pi выделяет u_i(t) из u_Г(t). Затем с помощью демодуляторов ДМ₁... ,ДМ_N канальные сигналы преобразуются в первичные и поступают на выходы каналов.

В настоящее время широкое распространение имеют СП с частотным разделением каналов (СП-ЧРК). Отличительным признаком канальных сигналов в случае ЧРК является частотный диапазон, занимаемой спектром сигналов ui(t). С помощью системы несущих колебаний ƒ_H1,..., ƒ_Нn (рис. 1.6) модуляторы М₁,..., M_N формируют канальные сигналы, спектры которых занимают взаимно непересекающиеся диапазоны частот (рис. 1.7). Спектры первичных сигналов идентичны и занимают диапазон 0,3 ... 3,4 кГц.  Здесь используется стандартное обозначение спектра первичного

сигнала в виде прямоугольного треугольника. В результате модуляции формируются канальные сигналы со спектрами S₁ (ω),..., S_N(ω). На приемном конце разделение канальных сигналов осуществляется системой канальных фильтров КФ₁ ..., КФ_N. Из АЧХ канального фильтра i-гo канала (рис. 1.8) видно, что частотные компоненты, принадлежащие канальному сигналу 1-го канала, проходят через КФ; без ослабления, а частотные компоненты других канальных сигналов подавляются не менее чем на 60 дБ, что соответствует их ослаблению по напряжению в 1000 раз. В результате можно считать, что на выход КФi проходит только канальный сигнал ui(t).

Кроме СП-ЧРК в настоящее время все более широкое использование находят СП с временным разделением каналов (СП-ВРК). Функционирование этих систем передачи связано с разбиением времени передачи на циклы длительностью Т_о или с частотой следования ƒ д=1/T₀, которая называется частотой дискретизации (рис. 1.9). В свою очередь, каждый цикл N-канальной СП разбивается на N канальных интервалов (КИ) длительностью ∆tки =T_o/N, и в течение каждого канального интервала передается информация соответствующего канала (рис. 1.10).

Рассмотрим передачу сигналов в произвольном, например, i-м канале (рис. 1.11) в течение k циклов (k=1,2,3,...). В первичном   сигнале   ci(t)   с  частотой   ƒ _д   выбирается   множество  отсчетов с₁i, c₂i, c₃i,..., соответствующих мгновенным значениям c_i(t) в моменты t₁, t₂, t₃, — (рис. 1.11). Модулятор i-гo канала Mi вырабатывает последовательность сигналов u_1i(t), u₂i(t), u₃i{t),... .которые содержат информацию о вышеупомянутых отсчетах, так что канальный сигнал ui(t) =u_1i(t) +u_2i(t) + u_3i(t) + ... Временное расположение этих сигналов определяется воздействием импульсов, вырабатываемых распределителем канальных импульсов (РИК) (см. рис. 1.10), действующих на i-м выходе РИК (рис. 1.12). Распределитель на приеме работает синхронно с РИК на передаче. Под воздействием импульсов РИК на приеме замыкается ключ i-гo канала (Кл_i), в результате чего на выходе Кл_i действует только сигнал u_i(t). Демодулятор выделяет из ui(t) последовательность отсчетов с_1i, с_2i c_si,... и преобразует ее в первичный сигнал.

Теоретическое обоснование возможности передачи информации в СП с ВРК связано с теоремой Котельникова, которая доказывает возможность передачи информации с помощью системы отсчетов, если f_Д≥2F_max, где F_max — максимальная частота в спектре первичного сигнала.

В качестве канальных сигналов в СП-ВРК широко используются модулированные импульсные последовательности, и в частности АИМ сигналы. В этом случае высота импульсов пропорциональна отсчетам первичного сигнала. На рис. 1.13 показаны временные диаграммы канальных и группового АИМ сигналов СП-ВРК. Однако групповой АИМ сигнал затруднительно передавать по линии из-за искажения формы импульсов, связанного с резким увеличением длительности фронтов и спадов. В результате . возникает взаимное наложение импульсов, находящихся в разных канальных интервалах, что вызывает взаимное влияние между каналами. Это обстоятельство является одной из причин внедрения цифровых-СП-ВРК (ДСП).

На передающем конце ЦСП в точке А (рис. 1.14, а) действует групповой АИМ сигнал. С помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП) каждому импульсу группового АИМ сигнала ставится в соответствие кодовая комбинация, т. е. последовательность Импульсов и пауз, причем длительность кодовой комбинации равна Δt_ки  (рис. 1.14,6). В результате на выходе АЦП формируется трупповой ИКМ сигнал в виде цифрового потока. В настоящее время принято, что Т_о=125 мкс (ƒд=8 кГц), число элементов в кодовой комбинации т = 8. Частота следования элементов цифрового потока или тактовая частота N-канальной ЦСП f_T=Nmf_Д = 64 N кГц.

На приеме с помощью цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) групповой ИКМ сигнал преобразуется в групповой АИМ сигнал, после чего происходят его разделение на канальные сигналы и демодуляция. Сравнение СП-ЧРК и ЦСП показывает, что ширина спектра группового сигнала в случае ЧРК примерно равна NΔfc, где Δƒ_c — ширина спектра первичного сигнала. В современных СП-ЧРК Δƒc=4 кГц. В случае СЦП ориентировочно можно считать, что ширина спектра группового ИКМ сигнала сверху ограничивается частотой ƒ_т. Таким образом, если в СП с ЧРК на один канал отводится диапазон частот, равный 4 кГц, то в ЦСП этот диапазон составляет 64 кГц. Необходимость существенного расширения спектра сигналов, передаваемых по линейному тракту в случае ЦСП, является существенным недостатком систем передачи этого типа. Однако их высокая помехозащищенность, возможность использования современной элементной базы, стабильность в работе обусловливают широкое внедрение ЦСП на различных участках сети связи.                                 

1.3. ДВУСТОРОННЯЯ ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ

Системы передачи  обеспечивают передачу сигналов  одновременно   как   от   абонентов   станции   А   к   абонентам   станции   Б , так и в противоположном направлении. Четырехпроводный канал (рис. 1.15) состоит из двух каналов однонаправленного действия, в которых сигналы, проходя от передающих зажимов к приемным,

усиливаются (Sa-б и Sб-а ) и поступают в развязывающие устройства (РУ), обеспечивающие преобразование четырехпроводного канала в двухпроводный. Пути прохождения сигналов от линейных зажимов 1—1 РУ станции А к линейным зажимам 1—1 РУ станции Б, а также в противоположном направлении показаны с помощью сплошной и штриховой линий. Затухание сигналов между линейными зажимами станций А и Б носит название остаточного  затухания двухпроводного канала:

где a_1-2, a_4-1 — затухания сигналов между соответствующими зажимами РУ, а усиление четырехпроводной части канала S_a—b или S_б-а выбирается в зависимости от направления передачи. Очевидна целесообразность того, чтобы затухания a_1-2 и a_4-1 были минимальными.

Основная трудность при организации перехода от четырех к двухпроводному каналу с помощью РУ состоит в появлении петли обратной связи (рис. 1.16). Сигнал, попадая в двухпроводный канал, начинает циркулировать по петле ОС, что приводит к искажениям формы сигналов и в пределе — к самовозбуждению канала.

Рассмотрим  процесс   многократного  прохождения  сигнала  по петле ОС   (рис.   1.17).  В  качестве точки рассмотрения выбраны

выходные зажимы четырехпроводного канала на станции Б. Пусть в рассматриваемой точке петли ОС возникло напряжение Ůi, которое после однократного прохождения по петле ОС преобразовалось, в напряжение Ů₂, затем после повторного прохождения — в Ů₃и т. д.

Затухание, которое претерпевает сигнал, проходя от зажимов 4—4 к зажимам 2—2 РУ, называется переходным. Из рис. 1.16 следует, что затухание петли ОС

В качестве РУ в каналах широко используется дифференциальная  система  (ДС),.выполненная на основе трансформатора со средней точкой (рис, 1.19). Рассмотрим ее работу в двух режимах: когда абонент станции А слушает и когда абонент станции А говорит.

Анализ режимов проведем в предположении, что трансформатор идеален и потери в нем отсутствуют.

Эквивалентная схема, соответствующая первому режиму, изображена на рис. 1.20,а. Если входное сопротивление абонентской линии Z_BX равно Z₃, имеют место соотношения i₁ = i₂, Ф₁=Ф₂, где i₁, i₂ — токи, протекающие в полуобмотках дифференциального трансформатора; Ф₁ Ф₂ —магнитные потоки, создаваемые этими токами в сердечнике трансформатора. Полуобмотки намотаны на сердечник таким образом, что магнитные потоки Ф₁ и Ф₂ направлены встречно и взаимно уничтожаются. В результате ни в одной из обмоток трансформатора не возникает ЭДС и эквивалентная схема ДС вырождается в схему, изображенную на рис. 1.20,6, из которой видно, что энергия, подводимая к зажимам 4—4, не выделяется на зажимах 2—2. Такая ДС называется сбалансированной в направлении 4—2. Условием баланса является равенство                       

Очевидно, что вследствие равенства (1.5) половина подводимой к сбалансированной ДС мощности выделится на сопротивлении Z_BX и поступит к абоненту, а другая половина мощности бесполезно выделится на сопротивлении Z₃. Таким образом, ДС вносит в тракт прохождения сигнала затухание a_4-1= 101g2 = 3 дБ.

Эквивалентная схема, соответствующая второму режиму, изображена на рис. 1.21, а. Входной ток i_вх создает в сердечнике трансформатора переменный магнитный поток Ф, который вызывает равные и однонаправленные напряжения U_o в полуобмотках Дифференциального трансформатора. Переменные напряжения U_Z4 на сопротивлении Z₄ и во второй полуобмотке дифференциального трансформатора U_o имеют противоположные фазы, и если │U_Z4│ = │U₀│, то Uz₃ = 0. В этом случае энергия на зажимах 3—3 не выделяется. Такая ДС называется сбалансированной в направлении 1—3. Так как U_Z3=0, то i₃ = 0, i_BX = i₄ и можно прийти к эквивалентной схеме сбалансированной ДС (рис. 1.21,6). Здесь Z_вх._тр — входное сопротивление первой полуобмотки дифференциального трансформатора, причем Z_BX._Tp= (W₁/W₂)²Z₂.

Таким образом, для возникновения баланса в направлении 1—3

необходимо,  чтобы  Z_BX,Tp = Z₄.

Мощность, подводимая к зажимам 1—1, согласно эквивалентной схеме, изображенной на рис. 1.21, б, поровну распределяется между равными сопротивлениями Z_BX._TP и Z₄, причем, имея в виду идеальность трансформатора, можно считать, что мощность, выделяемая на Z_bx.tp, полностью поступает на Z₂. Затухание ДС между зажимами 1—1 и 2—2  a_1-2= 101g2 = 3 дБ.

В реальных каналах ДС работает в условиях согласования как в направлении 1—3, так и в направлении 2—4. Однако необходимо иметь в виду, что к каналу могут быть подключены различные абонентские линии и поэтому (1.5) носит приближенный характер. Сопротивление Z₃, которое называют балансным, приближенно отражает свойства входного сопротивления абонентской линии (рис. 1.22,а). Можно считать, что входное сопротивление ДС со стороны линейных зажимов 1—1 равно балансному сопротивлению, т. е. Z_1-1 = Z₆. Процесс прохождения сигналов в несбалансированной ДС от 4—4 к 2—2 можно уяснить с помощью рис. 1.22,6. Здесь показано, что сигнал проходит от зажимов 4—4 к зажимам 1—1, претерпевая затухание а₄-ь затем из-за несогласованного подключения ДС к линии часть энергии отражается от зажимов 1—1и. претерпевая затухание a₁-₂, поступает на зажимы 2—2. В соответствии с этим а ₄- ₂ = а₄-₁ + а_oтp+a_1-2, где а_отр — затухание отражения. Так как коэффициент отражения равен отношению напряжения падающей и отраженной волны: Котр=│U_отр/Uпад| = │ (Z_BX-Z₆)/(Z_BX + Z₆) |, то a_отр = -201gКотр

С учетом (1.5) и (1.6) a₄-₂ = 20lg| (Z_BX + Z₆)/(Z_BX—Z₆) +6 дБ. На практике а₄-₂≈20 ... 40 дБ.

1.4. КАНАЛЫ СВЯЗИ

Стандартный канал ТЧ. Канал тональной частоты (ТЧ) является единицей измерения емкости систем передачи и используется для передачи телефонных сигналов, а также сигналов данных, факсимильной и телеграфной связи. Такой канал включает в себя двухпроводное окончание и четырехпроводный тракт (рис. 1.23). Дифсистема (ДС) служит для перехода с четырехпроводного тракта к двухпроводному окончанию. Удлинители в двухпроводном окончании имеют затухание 3,5 дБ и называются транзитными. Рассмотрим основные характеристики такого канала.

Нормированные (номинальные) измерительные уровни в стандартных точках канала ТЧ показаны на рис. 1.23. На входе канала 0 дБм, на выходе транзитного удлинителя —3,5 дБм, на входе четырехпроводного тракта —13 дБм, на выходе четырехпроводного тракта 4,3 дБм, на входе транзитного удлинителя —3,5 дБм и на выходе канала —7 дБ.

Входное Z_BX и выходное сопротивления канала ТЧ равны 600 Ом. Отклонение входного и выходного сопротивлений от номинального Z_н оценивается коэффициентом отражения р_Отр = | (Z_H—Z_P)/(Z_H+Z_P) | .или затуханием несогласованности (отражения) a_OTP = 201g| (Z_H + Zp)/(Z_H—Z_p) |, где Z_P — реальное значение сопротивления. Значение р_0Тр не должно превышать 10%.

Остаточное затухание канала. Это есть величина, равная разности суммы затуханий и сум'мы усилений в канале: а_ост=∑а—∑S. Остаточное затухание канала составляет 7 дБ. Максимальное отклонение  во  времени  на  одном  транзитном  участке  не  должна превышать 2,2 дБ с вероятностью 0,95.

Эффективно передаваемая полоса частот канала ТЧ — полоса, на крайних частотах которой (0,3 и 3,4 кГц) остаточное затухание на 8,7 дБ превышает остаточное затухание на частоте 800 Гц. Частотная характеристика отклонения канала ТЧ от номинала 7 дБ должна оставаться в пределах шаблона (рис. 1.24) при максимальном числе транзитов, т. е. при 12 переприемных участках.

Фазочастотные искажения не являются столь существенными при передаче речи. Но так как каналы ТЧ используются также для передачи данных и факсимильной связи, большие фазочастотные искажения недопустимы. Поэтому нормируется отклонение группового времени передачи (ГВП) от его значения на частоте 1900 Гц на одном транзитном участке длиной 2500 км (рис. 1.25).

Коэффициент нелинейных искажений канала ТЧ на одном транзитном участке не должен превышать 1,5% (1% по третьей гармонике) при номинальном уровне передачи тока частотой 800 Гц. Амплитудная характеристика при этом нормируется следующим образом: остаточное затухание канала на одном транзитном участке должно оставаться постоянным с точностью 0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала от —17,5 до +3,5 дБ в точке с нулевым измерительным уровнем на любой частоте в пределах 0,3... 3,4 кГц. При повышении уровня измерительного сигнала до 8,7 и 20 дБ остаточное затухание должно уменьшиться не менее чем на 1,75 и 7,8 дБ соответственно.

Помехи в каналах ТЧ. На выходе канала ТЧ кроме информационного сигнала присутствуют и помехи, которые определяются на приемном конце в точке с относительным уровнем —7 дБ. Средняя величина псофометрического (взвешенного) напряжения помех в канале в течение любого часа на одном переприемном участке длиной 2500 км не должна превышать 1,1 мВ псоф (10 000 пВт псоф в точке относительного нулевого уровня).

Пропускная способность канала ТЧ определяется выражением

C = AFlog₂(l+P_cp/P_n),(1.6) где ΔF — эффективно передаваемая полоса частот, 3,1 кГц; Р_ср —

средняя мощность сигнала, 32 мкВт; Р_п — невзвешенная средняя мощность помех, отнесенная к точке с нулевым измерительным уровнем, 87 нВт. Подставляя эти значения в (1.6), получаем С≈25-10³бит/с.

Стандартные каналы ТЧ, организованные с помощью цифровых и оптических систем передачи, являются более высококачественными. Поэтому ряд характеристик цифровых каналов ТЧ имеют следующие отличия.

Нормы на амплитудно-частотные искажения заданы МККТТ в виде шаблона (рис. 1.26). Если сравнить допустимые отклонения Да цифровых и аналоговых каналов ТЧ (см. рис. 1.24), можно отметить, что нормы для цифровых каналов более жесткие. То же можно сказать и о фазочастотных искажениях (рис. 1.27).

Для цифровых каналов ТЧ вводится дополнительная характеристика, которая оценивает шумы квантования. Эта характеристика задается в виде зависимости отношения сигнал-шум (ОСШ) от уровня сигнала (рис. 1.28).

Широкополосные каналы. Современные системы передачи позволяют кроме стандартных каналов ТЧ организовать каналы с.. Оолее высокой пропускной способностью. Увеличение пропускной способности достигается расширением эффективно передаваемой полосы частот, причем Широкополосные каналы образуется объединением нескольких каналов ТЧ.

В настоящее время аналоговые системы передачи предусматривают образование следующих широкополосных каналов:

предгруппового канала с полосой частот 12...24 кГц взамен трех каналов ТЧ;

первичного канала 60 ... 108 кГц взамен 12 каналов ТЧ;

вторичного канала 312 ... 552 кГц взамен 60 каналов ТЧ;

третичного канала 812... 2044 кГц взамен 300 каналов ТЧ.

Кроме перечисленных каналов в системах передачи формируются каналы вещания и телевидения (со звуковым вещанием).

Основные характеристики широкополосных каналов приведены в табл. 1.1.

Цифровые системы передачи позволяют организовать следующие стандартные широкополосные каналы:

Важным достоинством широкополосных стандартных каналов является возможность построения систем передачи на базе унифицированного оборудования формирования широкополосных каналов. Так, система передачи ИКМ-120 включает в себя четыре комплекта оборудования формирования ПЦК и один комплект оборудования для ВЦК. Система передачи ИКМ-480 содержит 16 комплектов для формирования ПЦК, четыре комплекта оборудования для ВЦК и один комплект для создания ТЦК и т. д.

Глава  2.    ПОСТРОЕНИЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

2.1. МЕТОДЫ  ФОРМИРОВАНИЯ КАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ

Для организации по одной линии передачи большого числа каналов используют метод частотного разделения каналов (ЧРК), при котором сигналы от разных источников с помощью сигналов-переносчиков размещаются в непрерывающихся частотных полосах. Для этой цели можно использовать разные виды модуляции — амплитудную, частотную и фазовую. Для более эффективного использования линии передачи желательно в ее полосе частот разместить как можно больше каналов. Это означает, что спектр частот, отводимый для одного канального сигнала, должен быть как можно более узким.

Из перечисленных выше видов амплитудная модуляция характеризуется самым узким спектром модулированного сигнала. Если принять, что в качестве несущей частоты (сигнала - переносчика) используется гармоническое колебание U_ω cos aj, а исходного (преобразуемого) сигнала — гармоническое колебание U_Ω cos Ωt, то выражение для амплитудно-модулированных колебаний будет иметь вид

и тогда спектр амплитудно-модулированных колебаний будет состоять из несущей частоты и двух боковых полос, занимающих частотный диапазон ΔΩ = Ωmax—Ωmin (рис. 2.1). При этом верхняя боковая (ω_н + Ωi) преобразуется без инверсии, а нижняя боковая (ω_н—Ωi)- с инверсией. Частотный интервал между нижней и верхней боковыми полосами определяет абсолютную величину полосы расфильтровки ΔΩ_Р.

Передача канального сигнала, содержащего несущее колебание и две боковые полосы частот, является нерациональной, так как ширина спектра этого сигнала ΔΩ_K в 2 раза с лишним больше, чем ширина спектра исходного (преобразуемого) сигнала ΔΩ. В то же время передача обеих боковых полос не обязательна, потому что они несут одинаковую информацию о преобразуемом сигнале. Несущее колебание вообще не содержит полезной информации, хотя основная мощность AM сигнала приходится на несущее колебание. Например, при глубине амплитудной модуляции m = 0,2

мощность несущего колебания в 100 раз больше, чем мощность боковых полос. Следовательно, передающее устройство должно развивать на выходе линии передачи мощность, большая часть которой расходуется бесполезно.

В современных системах передачи с ЧРК используют метод передачи одной боковой полосы (ОБП) частот без несущей. Основным способом получения ОБП является использование фильтрового преобразователя частоты (рис. 2.2), состоящего из модулятора М, с помощью которого осуществляется амплитудная модуляция преобразуемого сигнала и подавляется несущее колебание ω_H = 2πƒ_H и полосового фильтра ПФ, который выделяет верхнюю (или нижнюю) боковую полосу частот. В некоторых малоканальных системах передачи с ЧРК для получения ОБП используется фазоразностная схема, которая позволяет существенно упростить преобразовательное оборудование. Однако из-за недостаточного подавления одной из боковых полос при использовании фазоразностного метода на канальный сигнал в линейном спектре отводится полоса в 2 раза больше, чем при фильтровом методе формирования ОБП. Так, при организации канала ТЧ с учетом защитных полос в линейном спектре на него отводится при фильтровом методе формирования ОБП полоса 4 кГц, а при фазоразностном — 8 кГц.

Важной технической задачей при построении систем передачи с ЧРК и передачей ОБП является необходимость восстановления несущего колебания на приемной станции. Частота восстановленного колебания должна с требуемой точностью совпадать с частотой несущей на передающей станции. Эта задача решается путем соответствующего построения генераторного оборудования оконечных станций систем передачи с ЧРК. Принцип построения и анализ работы преобразователей частоты и генераторного оборудования рассмотрены в § 2.4.

2.2. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ СТАНДАРТНЫХ ГРУППОВЫХ СИГНАЛОВ

Возможности реализации фильтров, обеспечивающих нужную степень подавления на 65 ... 70 дБ неиспользуемой боковой полосы

астот   при   преобразовании   сигнала   со   спектром  Ωmin …Ωmax

определяются относительной шириной полосы расфильтровки  (см рис. 2.1)

Для речевого сигнала ΔF_P = 2*0,3 кГц = 0,6 кГц. При использовании, например, LC-фильтров для выполнения указанных выше требований по избирательности необходимо выполнение условия б≥ (0,025... 0,03). При меньшем значении полосы расфильтровки необходимо использовать кварцевые, магнитострикционные, электромеханические и другие фильтры с высокодобротными элементами. Очевидно; что при очень высоких значениях несущих частот полоса расфильтровки оказывается настолько малой, что реализовать соответствующий фильтр оказывается невозможным. В этом случае, а также тогда, когда применение высокодобротных фильтров нежелательно из экономических соображений, применяют многократное преобразование частоты.

При многократном преобразовании сигнал проходит последовательно через несколько преобразователей частоты (ПЧ) с различными несущими частотами  (рис. 2.3). На выходе ПЧ образуется сигнал со спектром (ω_н1+Ω_min) … (ω_н1+ Ω_max) или (ω_Н1—Ω_max)

... (ω_н1—Ω_min) в зависимости от того, какая боковая полоса — нижняя или верхняя — выделяется фильтром.

Относительная ширина полосы расфильтровки на первой ступени преобразования δ1 = 2Ω_min/ω_Hi.

На   выходе  ПЧ₂  образуется  сигнал  со  спектром  ω_H2+(ω_н1 + Ω_min) ... ω_н2 + (ω_н1+Ω_min). Относительная ширине полосы расфильтровки на этой ступени преобразования δ₂ = 2(ω_Н1 + )/ω_Н2 (предполагается, что на обеих ступенях преобразование осуществляется без инверсии). Абсолютная ширина полосы расфильтровки существенно больше, чем на первой ступени преобразования, и даже при сравнительно невысоком значении несущей ω_Н2 величина δ₂ может оказаться больше, что облегчает построение соответствующего фильтра. Для увеличения δ₁ следует выбрать небольшие значения несущей частоты ω_H1. При передаче, например, речевого сигнала и применении LC-фильтров несущая частота ƒ_H= ω_H/2π не должна превышать 24 кГц.

Выбор знаков в (2.5) определяется наличием или отсутствием инверсии на соответствующей ступени преобразования.

Таким образом, при многократном преобразовании частоты абсолютная ширина полосы расфильтровки на выходе каждого последующего ПЧ больше, чем на выходе предыдущего, что позволяет увеличивать значение несущих частот без уменьшения относительной ширины полосы расфильтровки.

При  использовании  многократного  преобразования  по схеме, приведенной на рис. 2.3, общее число ступеней преобразования и, следовательно,  общее число  разнотипных  фильтров оказывается очень большим. В N-канальной системе число фильтров и их типов  равно  Nn,   где  n — число  ступеней   преобразования.   Число фильтров и их типов можно уменьшить, если дополнить многорукое преобразование групповым, при котором преобразованию подвергается групповой сигнал. С этой целью N каналов разбивается на m групп по К каналов, т. е. Km=N. В каждой группе сигнал каждого канала подвергается индивидуальному преобразованию с помощью несущих частот ω_H1,ω_H2,…,ω_HK (Рис- 2.4). Во всех группах это преобразование однотипно, поэтому на.выходе каждой группы образуется один и тот же спектр частот (ω_H1. + Ω_min) ... (ω_HK + Ω_max). Групповые спектры подвергаются затем групповому преобразованию с несущими ω_гр1,ω_гр2,…ω_грm так что после объединения преобразованных групповых сигналов образуется спектр частот N каналов ω_гр1-( ω_HK+ Ω_max)… ω_грm-( ω_H1+ Ω_min). (Для определенности предполагается, что индивидуальное преобразование осуществляется без инверсии, а групповое — с инверсией боковых полос.) Образованные после индивидуального преобразования группы могут подвергаться многократному преобразованию. В рассматриваемом случае общее число фильтров равно (N+n_гр), а число типов фильтров сокращается до (К=тп_гр) где n_гр — число групповых ступеней преобразования. Для того, например, чтобы преобразовать спектры 12 каналов в спектр выше 60 кГц, используя LC-фильтры, необходимо минимум двукратное преобразование. Число типов фильтров при использовании только индивидуальных ПЧ равно 2x12=24, а при четырех группах по три канала в каждой 3+4х1=7. Общее число фильтров в первом случае равно 24, а во втором— 16.

Таким образом, применение многократного и группового преобразования позволяет унифицировать фильтровое оборудование системы, т. е. уменьшить его разнотипность. Такая унификация повышает технологичность изготовления узлов аппаратуры и в конечном счете удешевляет ее.

Кроме того, применение группового преобразования и стандартизации методов формирования групп каналов позволяет унифицировать часть оборудования различных систем. В основу стандартных групп каналов положена 12-канальная группа, формируемая в спектре 60... 108 кГц и называемая первичной группой (ПГ).Формирование ПГ в современной аппаратуре осуществляется различными путями в зависимости от применяемого типа канальных фильтров. При использовании кварцевых или магнитострикционных фильтров ПГ формируется однократным преобразованием (рис. 2.5) с помощью несущих частот 64, 68, 72,..., 108 кГц. На рис. 2.5 и последующих рисунках значения частот указаны в килогерцах. Преобразованный спектр инвертирован относительно исходного, как видно из диаграммы рис. 2.5. Для устранения взаимного влияния 12 фильтров, работающих параллельно, на выходе включается компенсирующий контур (КК). При использовании LC-фильтров ПГ формируется (рис. 2.6) с помощью четырех предварительных трехканальных групп, расположенных в спектре 12...24 кГц, который не инвертирован относительно исходного. Каждая предварительная группа подвергается групповому преобразованию с инверсией.

Возможно также образование ПГ с применением электромеханических или монолитных кварцевых фильтров.

Для систем с большим числом каналов целесообразно формирование помимо ПГ 60-канальных вторичных групп (ВГ), которые строятся на базе пяти ПГ (рис. 2.7) в спектре частот 312... 552 кГц. Очевидно, что спектр ВГ инвертирован относительно спектров ПГ и, следовательно, не инвертирован относительна исходных спектров 0,3... 3,4 кГц. Иногда изменением несущих частот, подаваемых на преобразователи некоторых или всех ПГ обеспечивают инверсию спектров этих групп.

Для обеспечения параллельной работы фильтров они включаются через развязывающий блок параллельной работы первичных, групп (ПРПГ).

Для систем с числом каналов более 300 формируется третичная группа (ТГ) в спектре частот 812... 2044 кГц. Эта группа формируется из пяти ВГ с помощью несущих частот [1364 + (n— 1) *248] кГц, где п — номер ВГ в спектре третичной группы. Между В Г устанавливается частотный промежуток 8 кГц, что облегчает построение фильтров и выделение отдельных ВГ из спектра ТГ.

Для мощных систем, работающих в спектре частот до 60 МГц, могут также применяться 900- и 1800-канальные группы, которые строятся соответственно из трех или шести третичных групп в спектрах частот 8516... 12 388 и 812... 8544 кГц. Группа из 900 каналов, называемая четверичной, может формироваться также непосредственно из 15 вторичных групп, и в этом случае она занимает спектр частот 312 ... 4028 кГц.

Таким образом, многократное и групповое преобразование частоты позволяет облегчить требования, предъявляемые к канальным фильтрам, уменьшить разнотипность фильтрового и генераторного оборудования систем передачи и в значительной степени Унифицировать оборудование разнотипных систем, что резко повышает их экономичность.

2.3. КАНАЛООБРАЗУЮЩЕЕ   ОБОРУДОВАНИЕ ОБОРУДОВАНИЕ СОПРЯЖЕНИЯ И ОКОНЕЧНОЕ ОБОРУДОВАНИЕ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА

Каналообразующее оборудование. Современные системы пер_е. дачи с ЧРК разработаны таким образом, что преобразовательное оборудование, с помощью которого формируются стандартные группы каналов, унифицировано и является типовым для всех систем.

Оборудование индивидуального преобразования предназначено для преобразования 12 каналов тональной частоты в спектре 0,3... 3,4 кГц в полосу частот стандартной первичной группы 60... 108 кГц на передаче и обратного преобразования на приеме. Размещается на соответствующих стойках (СИП), которые выпускаются в разных вариантах. Для систем передачи с небольшим числом каналов можно использовать СИП-60, на которой размещается оборудование для формирования пяти ПГ. Для систем с большим числом каналов может применяться СИП-300, которая содержит оборудование для образования 25 ПГ. Для достижения полной унификации независимо от типа СИП на входе и выходе трактов передачи и приема устанавливаются определенные измерительные уровни.

Оборудование группового преобразования предназначено для преобразования стандартных групп с меньшим числом каналов в стандартные группы с большим числом каналов. В частности, был разработан оконечный комплекс типового оборудования преобразования  (ОКОП)  систем передачи с ЧРК, предназначенный для дальнейшей унификации преобразовательного и генераторного оборудования. В состав комплекса входит оборудование первичного преобразования, предназначенное для преобразования пяти первичных групп в спектре 60... 108 кГц в полосу частот вторичной группы 312... 552 кГц на передаче и обратного преобразования на приеме. Оборудование размещается на соответствующих стойках (СПП), рассчитанных на формирование 15 вторичных групп. Измерительные уровни на входе и выходе СПП также стандартизированы.   Оборудование   вторичного   преобразования   размещается на стойке вторичного преобразования (СВП) и предназначено для преобразования пяти вторичных групп  (312... 552 кГц)  в спектр стандартной третичной группы (812 ...2044 кГц) на передаче и обратного преобразования на приеме.. При помощи СВП можно получить восемь третичных групп.

Применение унифицированного оборудования СИП, СПП и СВП позволяет организовывать тракты с любым числом каналов при минимальной разнотипности аппаратуры и, следовательно, максимальной технико-экономической эффективности систем передачи с ЧРК. Кроме того, стандартизация параметров преобразовательного оборудования позволяет легко осуществлять соединено собой  одноименных  каналов  или  групповых трактов (транзитные соединения).

Оборудование сопряжения и линейного тракта систем передачи. Системы передачи с ЧРК отличаются друг от друга лишь оборудованием  сопряжения и линейного тракта. Аппаратура сопряжения является специфической для каждой конкретной системы передачи предназначена для преобразования стандартных групп, полученных в аппаратуре преобразования, в линейный спектр системы на передаче и обратного преобразования на приеме. Например, в системе передачи К-60П линейный спектр 12 ... 252 кГц формируется путем преобразования спектра вторичной группы 312... 552 кГц с помощью несущей частоты 564 кГц и выделением нижней боковой полосы частот. В системе передачи К-1920П линейный спектр 312 8524 кГц образуется из двух вторичных групп и шести третичных. При этом одна ВГ и одна ТГ не преобразуются, а входят в спектр непосредственно, другая ВГ преобразуется с помощью несущей 1116 кГц, остальные пять ТГ — с помощью несущих 4152, 5448, 5744, 8040, 9336 кГц и выделением нижней боковой полосы. Конструктивно оборудование сопряжения может совмещаться с преобразовательным оборудованием на одних стойках (например, в системе передачи К-60П) либо на отдельных стойках сопряжения CС (в системах передачи К-1920П и К-3600).

Линейный спектр системы передачи с ЧРК, сформированный оборудованием сопряжения в тракте передачи, должен быть передан в линию с определенным уровнем, который определяется типом линии, числом каналов в системе передачи. Необходимый уровень сигнала на входе линии передачи обеспечивается усилителем, расположенным на оконечной станции. В тракте приема оконечной станции также устанавливается усилитель. Его назначение — усилить групповой сигнал, ослабленный при прохождении по линии. Усилители передачи и приема входят в состав оконечной станции.

Для нормального функционирования системы передачи и обеспечения высокого качества связи по каналам, образованным этой системой, необходимо контролировать состояние линейного тракта. Такой контроль осуществляют обычно передачей в линию совместно с основным групповым сигналом дополнительных сигналов, которые называются контрольными частотами (КЧ). В тракте приема противоположной оконечной станции токи КЧ выделяются из линейного спектра передачи с ЧРК и управляют работой Устройств автоматического регулирования уровней (АРУ), с помощью которых поддерживаются неизменными характеристики линейного тракта системы передачи. Подробнее эти вопросы рассматриваются в гл. 3.

Линейный сигнал при прохождении по линии передачи подвергается искажениям, величина которых зависит от типа линии и ширины спектра группового сигнала. Для устранения этих искажений в тракте приема оконечной станции, а также на усилительных

станциях включаются специальные корректирующие устройства. Вопросы коррекций искажений также рассмотрены в гл. 3. Устройства для введения и выделения токов КЧ, корректирующие устройства и устройства АРУ, расположенные на оконечной станции, наряду с усилителями приема и передачи входят в состав оконечной аппаратуры линейного тракта.

2.4. ОСНОВНЫЕ УЗЛЫ

ОКОНЕЧНОГО ОБОРУДОВАНИЯ

Преобразователи частоты. Основной тип преобразователя частоты, применяемого в СП с ЧРК, представляет собой амплитудный модулятор с полосовым фильтром, включенным на его выходе. Фильтр выделяет одну из двух боковых полос частот, возникающих на выходе модулятора, и подавляет на 65... 70 дБ неиспользуемую боковую полосу частот.

Различают индивидуальные и групповые ПЧ. Первые обеспечивают преобразование спектра частот канала. на передаче и приеме, а вторые — группы каналов.

Основным режимом работы ПЧ в современных СП является режим больших амплитуд (РБА), при котором напряжение несущей частоты значительно превышает напряжение преобразуемого сигнала (U_ω >U_Ω). В этом случае нелинейные элементы, входящие в схему модулятора, работают в ключевом режиме, а амплитуды и число побочных частотных составляющих минимальны.

По типу нелинейных элементов в модуляторах различают пассивные ПЧ с использованием полупроводниковых диодов и активные ПЧ с использованием транзисторов.

По количеству используемых нелинейных элементов в модуляторе ПЧ подразделяются на однотактные, балансные и двойные балансные. Во всех типах балансных схем в модуляторе осуществляются подавление, «балансировка» частоты несущего колебания, поэтому они нашли широкое применение. Качество передачи сигналов по каналам в значительной степени зависит от характеристик ПЧ, особенно групповых.

Спектральный состав выходного тока (напряжения). Полезным продуктом преобразования является нижняя или верхняя боковая полоса частот, т. е. колебания вида ω±Ω. Однако и теоретически, и практически наряду с этими составляющими на выходе модуляторов ПЧ имеются побочные продукты преобразования. Чем их   I меньше, чем выше качество ПЧ.

Рабочее затухание. Под рабочим затуханием ПЧ понимается I соотношение 

   где Р_Ω — мощность, отдаваемая источником сигнала в согласованную с ним нагрузку, a P_ω±Ω - мощность одной боковой на выходе ПЧ. Поскольку из двух боковых частот используется только одна для любого пассивного ПЧ Р_ω±Ω<0,5Р_Ω и, следовательно, а_р>3_ДБ.

Затухание нелинейности. Для количественной оценки нелинейности ПЧ   используются   затухания   нелинейности   по   второй и третьей  гармоникам:

     где U _ω±Ω -напряжение боковой частоты на выходе ПЧ   U _ω±2Ω и U _ω±3Ω напряжения соответствующих побочных продуктов преобразования на выходе ПЧ.

В технике многоканальной связи до последнего времени наиболее часто использовались ПЧ с пассивными балансными модуляторами, работающими в РБА (рис. 2.8). Поскольку U_ω >>U_Ω, полупроводниковые диоды будут работать как электронные ключи, управляемые только напряжением частоты несущего колебания. При полярности напряжения несущего колебания, когда оба диода закрыты, электрический сигнал в нагрузке R_H отсутствует. При смене полярности несущей частоты диоды открываются, и в этот полупериод несущего колебания в R_H потечет ток преобразуемой частоты Ω. Во вторичной обмотке выходного трансформатора наводятся токи с частотой несущего колебания, но поскольку в каждой первичной полуобмотке трансформатора токи несущего колебания одинаковы (i'_ω = i′′_ω) и противоположны по направлению, во вторичной они взаимно компенсируются, балансируют друг друга. Таким образом, ток с частотой несущей в нагрузке будет отсутствовать.

Спектральный анализ формы тока в нагрузке балансного модулятора показывает, что в его спектре содержатся частотные составляющие вида Ω, [(2n+l)ω±Q], n = 0, ∞, а рабочее затухание а_р=10 дБ. Двойная балансная схема модулятора состоит из Двух балансных схем, работающих поочередно в течение каждого полупериода напряжения несущей частоты. Такой режим работы приводит к улучшению спектрального состава на выходе модулятора: [(2n+l) ω±Ω], n=0,∞, и уменьшению его рабочего затухания: а_р=4_дБ.                               

В настоящее время в системах передачи нашли широкое применение активные транзисторные ПЧ, основные преимущества которых- существенное уменьшение   мощности,   потребляемой   от источника несущего колебания, и возможность внесения усиления в тракт требуемого сигнала.

Фазоразностная   схема  получения   ОБП.   Снижение стоимости оконечных станций возможно при отказе от фильтрового способа подавления неиспользуемой боковой полосы частот и переходе к фазоразностному методу подавления.

На входы модуляторов М₁ и М₂ (рис. 2.9) подаются преобразуемые сигналы со сдвигом по фазе φ_о = π/2. Несущее колебание на модуляторы также подается со сдвигом <р„ = я/2. На выходах модуляторов нижние боковые полосы частот совпадают по фазе а верхние оказываются в противофазе. Несущие колебания подавляются в модуляторах, выполненных по балансной схеме.

На выходе развязывающего устройства, объединяющего обе ветви фазоразностной схемы, будет удвоенное напряжение нижней боковой частоты, а верхняя боковая частота оказывается подавленной. Для того чтобы подавить не верхнюю, а нижнюю боковую частоту, нужно изменить на π фазовый сдвиг несущего колебания, подаваемого на модулятор в ветви 2.

Существенное преимущество фазоразностного формирования однополосного сигнала заключается в том, что степень подавления неиспользуемой боковой полосы частот не зависит от значения частоты несущего колебания. Поэтому этот метод может быть применен при преобразовании исходных сигналов в область очень высоких частот. При этом отпадает необходимость использования многократного преобразования частоты. Другим преимуществом рассматриваемого способа получения ОБП является высокая степень унификации преобразовательного оборудования. Фазоразностная схема, показанная на рис. 2.9, для разных каналов системы передачи отличается только элементами сравнительного несложного фазосдвигающего четырехполюсника в цепи несущего колебания.

Таким образом, при применении фазоразностного метода получения ОБП в индивидуальном оборудовании используется однократное преобразование частоты, а само это оборудование однотипно. Это существенно снижает стоимость оконечной аппаратуры в целом, так как индивидуальное оборудование составляет ее значительную часть.

Однако практически фазоразностная схема устраняет одну из боковых полос не полностью, так как обеспечить точный сдвиг фаз φо = π/2 между всеми частотными составляющими преобразуемого сигнала оказывается невозможным. Даже при небольшом отличии этого сдвига от π/2 верхние боковые подавляются не полностью, так как сдвиг фаз между боковыми в разных ветвях фазоразностной схемы не будет равен я. Появляется остаток неиспользуемой боковой полосы частот, который может совпадать с полезной боковой полосой соседнего канала и вызывать в этом канале переходные помехи.

Фазоразностная схема обеспечивает подавление неиспользуемой боковой полосы на величину около 30 дБ, что недостаточно для выполнения норм на защищенность от переходных помех. По этой причине при использовании в каналообразующей аппаратуре

фазоразностных схем каналов выбирают равными 8, а не 4 кГц, как при фильтровом методе формирования однополосного сигнала (рис. 2.10). При этом в заданном линейном спектре можно разместить вдвое меньшее число ТЧ, чем при фильтровом методе, однако оконечная аппаратура в этом случае существенно упрощается и удешевляется благодаря исключению сложных и дорогих каналов фильтров на передающей стороне. Увеличение полосы частот, отводимой на один канал при использовании фазоразностных схем, позволяет упростить и удешевить канальные полосовые фильтры на приемной оконечной станции.

Указанные соображения легли в основу построения системы передачи КАМА, предназначенной для использования на соединительных линиях между АТС на городских телефонных сетях.

Генераторное оборудование. Генераторное оборудование СП о ЧРК предназначено для получения колебаний индивидуальных и групповых несущих частот, а также контрольных частот.

Каждое из этих колебаний должно удовлетворять ряду требований, важнейшими из которых являются стабильность частоты, стабильность амплитуды, помехозащищенность, надежность.

В современных СП все колебания несущих и контрольных частот вырабатываются в генераторном оборудовании (ГО), содержащем (рис. 2.11): задающий генератор (ЗГ), аналоговые перемножители частоты в виде генераторов гармоник (ГГ), делитель частоты (ДЧ), узкополосные фильтры (ПФ), выделяющие соответствующие гармоники kf₀, Ifo, рfo, gfo и т. д., усилители, обеспечивающие необходимую мощность несущих и контрольных частот.

Рассмотрим, какой должна быть стабильность частоты ЗГ, чтобы качество передачи информации по каналам ТЧ соответствовало требованиям МККТТ. Тракт передачи содержит несколько ступеней преобразования, столько же ступеней преобразования содержит и тракт приема. Как видно из рис. 2.12, ЗГ в пункте А и пункте Б независимы друг от друга; частоты могут отклоняться от номинального значения ƒ₀ на величины  ±'Δƒ₁(А)   и  ±Δƒ₂ (Б).

В худшем случае частоты ЗГ отклоняются от f₀  в разные стороны и при Δƒ₁=Δƒ₂ расхождение между частотами ЗГ составит 2Δƒ₁.

Для удобства анализа предположим, что все ступени преобразования в трактах передачи и приема можно заменить одной (рис. 2.13). Несущие частоты, которые в этом случае подаются на преобразователи, называются виртуальными (воображаемыми) . Если на вход канала ТЧ подается сигнал с частотой F, то эта частота переносится в линейный спектр одной ступенью преобразования. При этом число виртуальных несущих равно числу каналов. Обычно рассматривается самый верхний по частоте линейного спектра канал. Из рис. 2.13 видно, что частота F преобразуется в частоту f_B1+F. В тракте приема также имеется одна ступень преобразования с виртуальной несущей ƒ_В2. Поэтому после ФНЧ на выходе тракта приема возникает сигнал с частотой F'=f_B1+F—f_B2 = F +(ƒ_bi—ƒ_в2) = F+ΔF, где ΔF=f_Bi— f_B2 называется сдвигом частоты в канале. Из-за сдвига частоты на выходе канала в пункте Б информация восстанавливается с искажениями (F≠F'). Поэтому значение AF нормируется МККТТ. В частности, для канала ТЧ ΔF≤1 Гц, т. е. на каждую оконечную станцию приходится сдвиг ΔF/2≤0,5 Гц. Можно показать, что относительная нестабильность ЗГ δзг =Δƒ₁/ƒ₀ и относительная нестабильность максимальной виртуальной частоты δ _B = ΔF/f_Bmax равны между собой: Δf₁/ƒ_o=ΔFк/f_B max. Чтобы получить высокую стабильность частоты, ЗГ стабилизирован кварцевым резонатором, помещенным в термостат. Для стабилизации амплитуды несущих применяют ограничители амплитуд или вводят в соответствующие усилители (см. рис. 2.11) глубокую отрицательную обратную связь.

Колебания, вырабатываемые ГО, должны иметь достаточную помехозащищенность от паразитных продуктов. Например, источники питания создают помехи с частотами f_H±mf_n, где f_H — частота несущей; f_n — частота сети (f_n = 50 Гц), m= 1, 2, 3,.... Значительное число узлов, входящих в состав ГО, увеличивает вероятность его отказа из-за неисправности одного из узлов. Поэтому в большинстве аналоговых СП предусмотрено 100%-ное резервирование узлов, причем переключение на резервное оборудование, как правило, происходит автоматически.

Глава  3.    ЛИНЕЙНЫЕ ТРАКТЫ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

3.1. СТРУКТУРА ЛИНЕЙНЫХ ТРАКТОВ

По линейному тракту аналоговых систем передачи передается групповой сигнал u_г(t) в линейном спектре частот, ширина которого Δƒл определяется в основном числом каналов СП.

Выбор граничных частот линейного спектра. Верхняя и нижняя граничные частоты линейного спектра определяются типом линии связи. Для симметричного кабеля (СК) значение ƒ_в ограничено взаимными влияниями на дальний конец между парами кабеля. Как правило, Δƒ_в≤260 кГц, так как выше этой частоты даже с помощью симметрирования трудно добиться необходимой защищенности от линейных переходов. Нижняя граница спектра СК ƒ_н≥6 кГц. Ниже этой частоты возрастают искажения из-за кривизны частотной характеристики затухания кабеля, резко изменяется характер частотных зависимостей составляющих его волнового сопротивления.

В коаксиальном кабеле нижняя граница линейного спектра определяется частотой, выше которой достигается требуемая помехозащищенность благодаря экранирующему действию внешнего проводника кабеля. Как правило, ƒ_н≥60 кГц. Значение ƒ_в определяется числом каналов СП. Однако это число не может быть произвольно большим. Действительно, при увеличении ƒ_в растут коэффициент затухания кабеля (α) и отношение ƒ_н/ƒ_в. При увеличении а уменьшается длина усилительного участка, т. е. растет число НУП и ОУП, а при увеличении ƒ_в/ƒ_н усложняется практическая реализация многих узлов аппаратуры, прежде всего — линейных усилителей НУП и ОУП. Поэтому выбор ƒ_в производят на основе тщательного технико-экономического анализа.

Для воздушных линий связи ƒ_в≤150 кГц, если провода выполнены из цветного металла, и ƒ_в≤30 кГц, .если они выполнены из стали. Выше этих частот увеличиваются помехи между параллельными цепями и появляются помехи от длинноволновых радиостанций. Линейные спектры существующих СП приведены в гл. 4.

Методы организации двусторонних трактов. Структура линейного тракта зависит от метода организации двусторонней связи системы передачи. Если система однополосная четырехпроводная, то для двусторонней связи необходимы два идентичных тракта (рис. 3.1). Здесь ЛУС_Пер и ЛУСпр — линейные усилители в трактах передачи и приема оконечного пункта; ЛУС₁ — ЛУСi — линейные усилители НУП (ОУП); l_yч1—l_уч i —длина участка линии связи. Так как оба тракта имеют одинаковые линейные спектры, то во избежание значительных взаимных влияний их следует размещать в разных симметричных кабелях. Такие СП называются двухкабельными. В коаксиальных кабелях для каждого линейного тракта используется одна коаксиальная пара, и, следовательно, для одной СП необходимо иметь две коаксиальные пары в одном кабеле, т. е. такие системы — од нока бе льные. Так, система передачи К-60П—двухкабельная, К-1920П — однокабель-ная и т. д. (см. гл. 4).

Если система организации СП двухполосная двухпроводная, та для двусторонней связи  используется  один и тот же линейный тракт. При этом связь в противоположных направлениях передачи организуется в разных полосах частот. На рис. 3.2 связь в направлении А — Б организована в линейном спектре ƒ_н1 … ƒ_в1, а в направлении Б — А в спектре ƒ_н2 … ƒ_в2. Для разделения указанных линейных спектров применяются направляющие фильтры   (НФ): ФНЧ и ФВЧ. Так, на рис. 3.2 ФНЧ пропускает спектр  ƒ_н1 … ƒ_в1 и задерживает спектр  f_H2... f_B2,   а   ФВЧ  пропускает  полосу  частот ƒ_н2 … ƒ_в2 и задерживает полосу ƒ_н1 … ƒ_в1 Затухания в полосах задерживания ФНЧ и ФВЧ весьма велики  (60 дБ и более). Поэтому рассматриваемая  система   организации   связи   является  электрически четырехпроводной. Двухпроводные двухполосные СП применяются как на воздушных линиях (В-12-3, В-3-3), так и на кабельных (КАМА, К-120, К-420).

Схема линейных трактов кабельных систем передачи. Схема (рис. 3.3) содержит участки линии связи длиной l_уч1, l_уч2...., l_уч i оконечные пункты А и Б, необслуживаемые усилительные пункты

(НУП_1,   НУП₂,..., НУПi),   обслуживаемые   усилительные   пункты (ОУП).

Основным оборудованием ОП, ОУП, НУП являются линейные усилители (ЛУС), усиливающие и корректирующие линейный сигнал. Вспомогательное оборудование — режекторные фильтры (РФ), развязывающие устройства (РУ), согласующие устройства (СУ), устройства дистанционного питания (УДП), набор удлинителей (дБ) и т. д.— служит для выполнения различных функций ОП, ОУП, НУП.

Групповой сигнал u_г(t) от входа тракта передачи пункта А поступает через РФ на РУ. Режекторный фильтр удаляет из сигнала составляющие его спектра, совпадающие со значениями контрольных частот, необходимых для работы системы автоматической регулировки усиления ЛУС (АРУ по КЧ) в ОУП, ОП, а контрольные частоты ƒ_кчi вводятся на вход линейного усилителя передачи (ЛУС_Пер) через РУ. Усилитель формирует линейный сигнал u_л(t) с заданным уровнем передачи р_пер._н(ƒ) на нагрузке, которой является волновое .(характеристическое) сопротивление линии связи Z_л.c Усилитель передачи охвачен цепью глубокой отрицательной обратной связи (ООС) β, с помощью которой уменьшаются нелинейные искажения и помехи, вносимые транзисторными каскадами ЛУС_пер, и формируется частотная характеристика усиления усилителя. Во избежание перегрузки измерительный уровень группового сигнала на входе ЛУС_пер устанавливают достаточно низким: р_вх≈-39 дБ. С выхода ЛУС_пер сигнал u_л(t) через СУ поступает в линию. В качестве согласующего устройства применяют линейный трансформатор  (рис. 3.4), который согласует выходное сопротивление ЛУСпер (Z_вых) и волновое сопротивление линии, например, симметричного кабеля (Z_C.K). Кроме того, в его среднюю точку включают сигналы служебной связи (СС), телемеханики (ТМ) и подают напряжение дистанционного питания (U_д._п). На рис. 3.3 эти сигналы объединяются с помощью РУ.

Отводы линейного трансформатора позволяют согласовывать сопротивления ЛУС_пер и симметричного кабеля (например, МКСБ 4x4x1,2; МКСА 4x4x1,2; 3KJIB 1x4x0,9), каждый из которых характеризуется своими частотными характеристиками затухания я фазы и волновым сопротивлением.

Коаксиальные кабели в отличие от симметричных имеют всего один номинал характеристического сопротивления (Z_KK=75 Ом). Кроме того, линейные спектры сигналов в СП на коаксиальных кабелях значительно шире, чем в СП на симметричных. Поэтому в лервом случае линейные трансформаторы, как правило, отсутствуют. Для ввода в тракт дистанционного питания сигналов СС и ТМ применяется пара фильтров (ФНЧ и ФВЧ) с постоянным характеристическим сопротивлением Z_ф=Z_K.K (рис. 3.5), которая и выполняет функции блока СУ.

При прохождении через участок длиной l_yчi составляющие линейного сигнала ослабляются по амплитуде, поэтому на определенном расстоянии включается НУП, содержащий ЛУС, усиливающий и корректирующий линейный сигнал. Как видно из рис. 3.3, НУП содержит СУ и РУ, выполняющие те же функции, что и в пункте А. Устройство дистанционного питания (УДП) позволяет не только питать ЛУС, но и транслировать ДП для питания последующих НУП. Число дистанционно питаемых НУП тем больше, чем больше подаваемое в кабель с ОП А напряжение .U_д._п. Но его значение ограничено напряжением пробоя кабеля U_nр. Обычно выбирают U_д.п = 0,5 U_np. Поэтому приходится организовывать ОУП, в функции которых помимо усиления и коррекции сигналов входит дистанционное питание НУП. Расстояние между двумя питающими пунктами (ОП А-ОУП_1, ОУП₁-ОУП₂) называется секцией дистанционного питания (l_д._п на рис. 3.3). Обычно секция ДП делится пополам, НУП соответствующей полусекции питаются от прилегающего к ней ОП или ОУП.

В ОУП, тракте приема ОП Б, а также в НУП некоторых типов линейные усилители охвачены цепями АРУ, которые работают от контрольных частот, введенных в тракт передачи в ОП А. С по-

мощью АРУ на, выходе ЛУС поддерживается постоянный уровень передачи линейного сигнала u_л(t) Более подробно работа систем АРУ рассмотрена в § 3.3.

С выхода ЛУС_пр в тракте приема ОП  Б сигнал проходит через РФ, устраняющий из его спектра контрольные частоты. С помощью регулируемого удлинителя на выходе линейного тракта устанавливают требуемый уровень р_вых.

3.2. КОРРЕКЦИЯ ЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИИ

Сигнал u_л(t), сформированный на выходе ЛУС_пер (см. рис. 3.3), распространяется по тракту и искажается из-за наличия в последнем реактивных частотно-зависимых сопротивлений емкости и индуктивности: линии связи содержат L и С, равномерно распределенные по ее длине, на высоких частотах сказываются индуктивности выводов цепей и межэлектродные емкости транзисторов усилителей и т. д. Так как сопротивления емкости и индуктивности линейны (т. е. подчиняются закону Ома), то и искажения линейного сигнала, вызванные ими, называются линейными.

Условия неискаженной передачи сигналов. Представим линейный тракт как четырехполюсник с рабочим коэффициентом передачиW_л.т(jω). В общем случае такой четырехполюсник (рис. 3.6) не будет вносить искажений, если форма сигнала u_л2(t) на его выходе совпадает с формой сигнала и_л1 (t) на входе. Запишем сигнал на входе тракта, воспользовавшись преобразованием Фурье:

где ω = 2πƒ — круговая частота; S₁ (jω)—спектральная плотность сигнала. Будем предполагать, что S₁ (jω) не изменяется в полосе частот линейного спектра в пределах ƒ_н2 … ƒ_в2, а вне этой полосы S₁ (jω)=0. Аналогично запишем и сигнал на выходе линейного тракта:

Сравнивая   (3.5)   и   (3.8),   видим,   что   амплитуды   спектра   сигнала U(t) изменены в W_o раз, а сигнал м_л2(0 сдвинут во времени по отношению к входному и_Л1(0   на т_п, которое носит название группового   времени  передачи. Это означает, что форма сигнала   на   выходе  линейного  тракта   при   выполнении   условий (3.6),   (3.7)   совпадает  с   формой  сигнала  на  его  входе.   Поэтому (3.6), (3.7) называются условиями   неискаженной   передачи. Как видно из рис. 3.7, при прохождении по ЛТ сигнал не искажается, если амплитудно-частотная характеристика коэффициента передачи ЛТ   (АЧХ)   в линейном  спектре частот АСП не зависит от частоты, а фазочастотная характеристика 1^_л.т(/со) в этом диапазоне частот растет по линейному закону- Заметим, что из (3.7) можно определить время прохождения сигнала по линейному тракту:

Таким образом, для неискаженной передачи все составляющие спектра линейного сигнала должны быть сдвинуты на одно и то же время τ_п (рис. 3.7,в).

Коррекция линейных искажений. Рассмотрим усилительный участок тракта, который состоит из участка линии связи l_уч и ЛУС g соответствующем НУП (или ОУП, или в тракте приема ОП). Пусть линейный сигнал и_л1(t) с выхода ЛУС_пер подается на вход участка линии связи l_уч1 (см. рис. 3,3). Как видно из рис. 3.8, составляющие линейного сигнала ослабляются тем больше, чем выше х частота; кроме того, каждая из них испытывает различный фазовый сдвиг. В результате линейный сигнал искажается и по амплитуде (амплитудно-частотные искажения — АЧИ), и по фазе (фазочастотные искажения — ФЧИ), Резкое уменьшение уровня линейного сигнала и значительные искажения его формы могут увеличить влияние помех на качество передачи сигнала. Чтобы этого не произошло, линейные усилители соответствующих НУП (ОУП, ОП) не только усиливают составляющие линейного сигнала, но и восстанавливают те же соотношения между составляющими спектра линейного сигнала, которые имели место на выходе ЛУСпер. Эта операция называется коррекцией. Таким образом, ЛУС в НУП и ОУП усиливает и корректирует линейный сигнал.

Пусть участок линии связи характеризуется рабочей комплексной постоянной передачи

где а_{уч i} — рабочее затухание, дБ; b_учi — рабочий сдвиг фазы участка линии, причем a_yчi(f) =a(j)l_yчi; b_yчi(f)=β(f)l_y4i. Здесь α(ƒ) — километрическое затухание, дБ/км; β(ƒ) — километрический фазовый сдвиг кабеля.

Линейный   усилитель  характеризуется  рабочим   комплексным усилением

где Si(f) —рабочее усиление ЛУС, дБ; φi(ƒ) —рабочий сдвиг фазы, создаваемый ЛУС.

Если линейный тракт содержит п усилительных участков, то, используя (3.10) и (3.11), рабочее затухание тракта можно выразить через а_учi и S_i- следующим образом:

Таким образом, АЧИ в тракте будут отсутствовать, если форма АЧХ усиления ЛУС совпадает в линейном спектре частот с формой АЧХ затухания участка линии связи (см. рис. 3.8,а).

Сравнив между собой   (3.10),   (3.12)   и   (3.7), найдем условие отсутствия в линейном тракте фазочастотных искажений:

Таким образом, ФЧИ не обязательно нужно корректировать на каждом усилительном участке. Обычно их корректируют в ОУП или в тракте приема ОП. Кроме того, необходимость в коррекции ФЧИ возникает лишь в том случае, если по тракту передаются цифровые потоки или телевизионные сигналы.

Амплитудно-частотные искажения, как это следует из (3.15), в отличие от ФЧИ желательно корректировать на каждом усилительном участке. Однако и АЧИ, и ФЧИ зависят от изменений многих параметров как линий связи, так и аппаратуры. Поэтому в настоящее время принято в отдельности корректировать осноа-ные, регулярные и случайные линейные искажения.

О с н о в н ы е искажения отличаются тем, что их характер заранее известен. Например, известна частотная зависимость затухания кабеля, ее изменение при изменении температуры почвы или значение краевых искажений в полосах пропускания направляющих фильтров.

Кроме основных линейных искажений в линейном тракте возникают искажения из-за неточности коррекции основных искажений корректорами в линейных усилителях. Эти искажения накапливаются от участка к участку и называются регулярными. Случайные искажения могут быть вызваны следующими причинами:

неоднородностью участков линий связи;

неточным согласованием характеристик сопротивлений линий связи с выходными (входными) сопротивлениями НУП, ОУП, ОП;

производственными допусками на параметры элементов аппаратуры;

изменением параметров элементов аппаратуры из-за их старения, изменения параметров окружающей среды и т. д.

В существующих СП коррекция АЧИ организована в таком порядке: основные АЧИ корректируют на каждом усилительном участке; регулярные АЧИ корректируют лишь в некоторых НУГТ или ОУП, случайные АЧИ корректируют либо в ОУП, либо в тракте приема ОП.

Коррекция основных АЧИ. Затухание участка линии зависит как от частоты  (см. рис. 3.8,а), так и от окружающих условий

(рис. 3.9). Условие неискаженной передачи (3.15) будет выполнено лишь в том случае, если и в линейном усилителе формируется семейство АЧХ усиления, причем каждая кривая этого семейства совпадает с заданной погрешностью ΔS с соответствующей кривой семейства АЧХ затухания линии (рис. 3.10).

Необходимое семейство АЧХ усиления ЛУС создается специальными четырехполюсными электрическими цепями с переменными параметрами. Эти цепи принято называть переменными, амплитудными корректорами (ПАК). Так как ПАК регулируют усиление ЛУС, их еще называют регуляторами.

Для упрощения схемы ПАК прибегают к следующему приему: часть АЧИ, соответствующих либо тяжелым (при t=t_max), либо легким (t_min), либо средним (t_ср) условиям работы, корректируют постоянным корректором (ПК). У этого корректора в отличие от ПАК значения элементов не изменяются во времени, т. е. он формирует лишь одну соответствующую заданным условиям работы кривую усиления ЛУС (например, t_max на рис. 3.9). Оставшуюся часть АЧИ корректируют переменным корректором.

Чтобы еще более упростить схему и увеличить точность коррекции, АЧХ затухания линии связи представляют в виде суммы отдельных составляющих, каждая из которых корректируется соответствующим ПАК. Например, затухание участка линии симметричного кабеля можно рассматривать как сумму плоской, наклонной и криволинейной составляющих (рис. 3.11). Каждая из составляющих изменяется во времени. Эти изменения корректируются соответствующими ПАК: плоским регулятором (ПР), наклонным (РН) и криволинейным (РК). Соответствующие АЧХ затуханий регуляторов, входящих в состав АРУ, приведены на рис. 3.12. Отметим, что все кривые семейства АЧХ затуханий РН сходятся в одной точке, называемой точкой вращения. Обычно она выбирается вблизи либо верхней f_B, либо нижней f_H граничной частоты линейного спектра СП. Семейство АЧХ затуханий криво-

линейного регулятора имеет две точки вращения, расположенные также вблизи ƒ_н и ƒ_в.

Место включения корректоров. Из изложенного ясно, что схема линейного усилителя содержит усилительный элемент (УЭ), усиливающий линейный сигнал, и постоянный и переменный корректоры, формирующие АЧХ усиления ЛУС А. ПК и ПАК могут включаться на входе УЭ, между его каскадами и в цепи ООС. Рассмотрим включение постоянного корректора, рассчитанного, например, на тяжелые условия (см. рис. 3.9, t_max), на входе УЭ (рис. 3.13). В этом случае АЧХ затухания ПК (рис. 3.14, кривая 1) обратна соответствующей кривой затухания участка линии (рис. 3.14, кривая 2), так что αпк (ƒ)+a_уч(ƒ) = const = а₀.

Компенсация значительной величины а₀ производится соответствующим усилением So, которое в данном случае не зависит от частоты. Недостатком такого включения является уменьшение защищенности А₃ от собственных помех, приведенных к входу УЭ. Из рис. 3.13 следует Aз(а_пк =0)=р_с—р_п; А'₃₌p'_с—_а=р_с—а_Пк —p_п, А'₃<A₃ где р_с — уровень мощности сигнала на входе ЛУС; р_п — уровень мощности помехи, приведенной к входу УЭ. Кроме того, при больших пределах изменения затухания Ла_к (см. рис. 3.14) схема ПК содержит значительное число элементов.

Если ПК включить в цепь ООС усилительного элемента (рис. 3.15), защищенность на входе УЭ не изменится. При глубокой ООС усиление УЭ S(f)  в точности копирует затухание корректора α _ПК (ƒ) так что линейном спектре S(f)=α_ПК(f). Поэтому АЧХ затухания корректора в данном случае растет с увеличением частоты (см. рис. 3.14, кривая 2).

Однако при значительной крутизне нарастания затухания (т. е. при больших перепадах Δα_к) возможно изменение сдвига фазы на некоторых частотах по петле ОС, что может привести к самовозбуждению усилителя. Поэтому значение Δα_к, как правило, невелико (13 дБ), а при конструировании ЛУС применяют компромиссное решение: часть АЧИ корректируют постоянным корректором (линейным выравнивателем) на входе УЭ, часть — корректором в цепи ООС, который часто называют контуром начального наклона (КНН). Регуляторы (РП, РН, РК) также могут включаться либо на входе,

либо в цепи ООС.

Схема ЛУС ОУП системы передачи К.-60П (рис. 3.16) содержит два усилительных элемента. На входе УЭ₁ включен постоянный корректор, в цепи ООС УЭ₂ — контур начального наклона, в цепи ООС УЭ₁— плоский регулятор, а регулятор наклона включен между УЭ₁ и УЭ₂. Постоянный корректор и КНН корректируют АЧИ прилегающего к ОУП усилительного участка при средней температуре грунта (см. рис. 3.9). При изменении температуры грунта работают РП и РН. При этом форма кривой усиления ЛУС ОУП изменяется между граничными кривыми, а уровень сигнала на выходе ЛУС. остается практически постоянным. Затухание четырехполюсников РП и РН зависит от переменных сопротивлений R₁ и R₂ соответственно. Этими сопротивлениями можно управлять либо вручную, либо автоматически, с помощью системы АРУ. Схемы ПК, РП и РН приведены во многих учебниках и здесь не рассматриваются.

Коррекция регулярных искажений. Для коррекции регулярных искажений применяют магистральные корректоры (МК), АЧХ затухания которых содержит семейство кривых с экстремумами на частотах линейного спектра (рис. 3.17). Корректоры включают на входе УЭ каскадно с ПК (рис. 3.18). Так как МК вносят затухание, для его компенсации устанавливают усилитель (в аналоговой СП на коаксиальном кабеле) либо уменьшают длину участка кабеля (на симметричном кабеле примерно на 1 км).

Коррекция случайных искажений. Эти искажения корректируют либо гармоническим, либо косинусным, либо локальным корректором. В аналоговых СП выпуска последних лет чаще всего применяют локальный корректор. Его схема представляет собой Т-образный четырехполюсник, в поперечное плечо которого включен потенциометр R₂ (рис. 3.19,а). Эту же схему можно представить в виде моста Уитсона (рис. 3.19,6). Если соблюдается условие равновесия моста R΄₂R_h=R˝₂ R₁ то ток через LC-контур не течет и затухание схемы от частоты не зависит: а_к = а₀.

Если перемещать движок потенциометра вверх, то часть сопротивления #2 шунтируется на резонансной частоте f_K=/(2π√LC) малым  сопротивлением   контура.  В  верхнем  положении  движка сопротивление шунтировано полностью и затухание корректора минимально: a_K = a_min. В нижнем положении движка шунтируется нагрузка R_H и затухание корректора максимально: а_к = а_тах (рис. 3.19,в).

Если сопротивление R₂ представить в виде двух параллельных сопротивлений (рис. 3.20,а), то с помощью еще одного LC-koh-тура можно получить экстремальную кривую затухания на другой резонансной частоте линейного спектра (рис. 3.20,6). Поступая подобным образом, можно получить 8—10 кривых в диапазоне линейного спектра. Достоинствами корректора являются простота схемы, возможность плавной регулировки затухания, независимость изменений затуханий на разных частотах в процессе регулировок и т. д.

3.3. АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ

В § 3.1 отмечалось, что АРУ предназначена для поддержания уровня передачи на выходах ЛУС неизменным при изменении окружающих усилительный участок условий. Для пояснения принципа АРУ рассмотрим усилительный участок между выходом ЛУС_пер и выходом НУП₁ (см. рис. 3.3). Запишем зависимость уровня передачи на выходе НУП₁ p_nep1 от номинального уровня передачи р_пер.н на выходе ЛУС: р_nep1—р_пер.н—a_yч1—2a_cy + S₁. Здесь а_Уч1—затухание участка линии связи длиной l_y41; a_cy — затухание СУ; S₁ — усиление ЛУС НУП.

Значения а_уч1 и S₁ зависят не только от частоты, но и от времени. Действительно, a_y4i меняется при изменении температуры грунта, S₁ также меняется при старении элементов, изменении режима работы транзисторов и т. д. На рис. 3.21 построена диаграмма  уровней  первых трех участков  между ОП и  ОУП₁ на которой учтено только изменение затухания а_уч; в зависимости от температуры грунта.

При номинальной температуре t₀ уровни p_пер.н и p_nepi совпадают. Если температура грунта увеличивается (t = t_max), увеличиваются затухания а_учi , уменьшаются уровни на входах НУП р_{пр i}(р_npi<p_np0). В результате уменьшается защищенность от собственной помехи A_зi=p_npi—р_п на входах НУП₁ причем наименьшая защищенность будет на входе НУП₃. Если же температура грунта уменьшается (t = t_min), то уровни приема на входах всех НУП увеличиваются, увеличиваются и уровни передачи (р_{пер i}>p_пер.н), особенно Р_пер3, а это приводит к перегрузкам ЛУС в НУП, в результате чего на выходе линейного тракта возникают значительные нелинейные искажения и помехи.

При охвате ЛУС в НУП и ОУП цепью АРУ усиление ЛУС меняется так, что в пределах изменения температуры грунта t_min≤t≤t_max уровень на выходах ЛУС поддерживается постоянным; р_{Пер i}≈p_пер.н.

Изменение величины усиления и формы ЛУС, как уже говорилось, достигается автоматическим изменением регулирующих сопротивлений ПАК (см. § 3.2) РП, РН, РК и т. д.

Системы АРУ по контрольным частотам. В этом случае на вход ЛУС_пер ОП (см. рис. 3.3) подаются контрольные колебания с частотами ƒ _{кч i}. Некоторые из них контролируют изменения затухания участков линий, другие — изменения параметров станционных устройств и т. д. Эти колебания совместно с информационным сигналом усиливаются в ЛУС_Пер и распространяются по тракту, испытывая те же изменения, что и информационный сигнал.

В линейных усилителях НУП, ОУП, ОП контрольные колебания выделяются приемником контрольного канала (ПКК), обрабатываются им и управляют соответствующими регуляторами: РП, РН, РК и т. д.

Число контрольных колебаний зависит от типа СП и линии связи. Например, в системе передачи на воздушной линии две контрольные частоты — плоская и наклонная. Симметричный кабель характеризуется достаточно сложной зависимостью затухания линии от частоты и температуры грунта. Поэтому в СП на симметричном кабеле применяют три линейные контрольные частоты: плоскую (ƒ_KЧп) и наклонную (ƒкч_н) располагают вблизи границ спектра в точках вращения РН и РК, а криволинейную {ƒ кч_к ) — в средней части спектра (см. рис. 3.12). В коаксиальном кабеле зависимость затухания и его температурного коэффициента от частоты более простая, чем в симметричном: a_yч = K√ƒ, где К — постоянная. Поэтому в СП на коаксиальном кабеле применяют одну, основную КЧ, расположенную вблизи верхней границы спектра и управляющую частотно-зависимым ПАК.

К колебаниям контрольных частот предъявляются два основных требования: они должны быть достаточно стабильны по частоте и амплитуде и располагаться вне линейных спектров каналов, чтобы избежать влияния помех от КЧ на эти каналы.

На вход контрольного канала (рис. 3.22) вводятся контрольные колебания от генераторов контрольных частот (ГКЧ). С выходов ЛУС НУП (или ОУП) они поступают в приемник контрольного канала (ПКК), в котором колебание КЧ избирается узкополосным фильтром (обычно он кварцевый и помещен в термостат), усиливается усилителем (УК.Ч), выпрямляется и поступает на устройство сравнения (УС), где выпрямленное напряжение U_кч сравнивается со стабильным эталонным напряжением U_э. Если U_кч =U_э, уровень передачи по КЧ на выходе ЛУС равен номинальному:

Если изменяются окружающие условия, изменяется и уровень р _кч. Например, при увеличении температуры грунта уровень р_кч уменьшается, так что ркч<р_КЧн- При этом уменьшается и выпрямленное напряжение контрольного колебания: U_кч <U_э. В этом случае УС вырабатывает сигнал ошибки U_э—U _КЧ =-ΔU, который приводит в действие регулятор (Р). В результате изменения управляющего сопротивления R _~ изменяется затухание ПАК. и увеличивается усиление ЛУС до тех пор, пока не будет выполнено условие (3.17). Если температура грунта уменьшается относительно номинальной, УС вырабатывает сигнал ошибки с противоположным знаком, усиление ЛУС уменьшается до выполнения условия  (3.17).

В качестве регулятора может быть использован двигатель, на валу которого закреплен движок управляющего сопротивления. Такая система АРУ называется электромеханической. В другой системе АРУ (рис. 3.23) сигнал ошибки через усилитель постоянного тока (УПТ) изменяет ток подогрева термистора, в результате чего изменяется сопротивление его рабочего тела. Такая система АРУ называется электротермической.

Восстановление уровня КЧ на выходе ЛУС_пер происходит со скоростью, определяемой типом линии. Так, для кабельной линии среднегодовые изменения температуры почвы по России составляют 0,6° С за сутки. Поэтому здесь можно применить практически любую систему АРУ. На воздушной линии, где скорость изменения окружающих условий может быть значительной (например, при опадании с проводов гололеда), удобнее применять электромеханическую систему АРУ.

В целом системы АРУ по контрольным частотам достаточно точно восстанавливают уровень передачи на выходе ЛУС, однако в них используется дорогое оборудование: стабилизированные кварцевыми резонаторами ГКЧ, содержащие сложные узлы ПКК и т. д. Поэтому снабжать АРУ по контрольным частотам ЛУС каждого НУП во многих случаях неэкономично.

Система АРУ по температуре грунта. Такая система АРУ (рис. 3.24) применяется, как правило, только на кабельных линиях. Она содержит переменный амплитудный корректор, нагруженный на терморезистор (ТР), помещенный в грунт на глубине прокладки кабеля. При изменении температуры грунта изменяется величина сопротивления ТР и, следовательно, входное сопротивление ПАК Z_вх. Это приводит к изменению глубины ООС, которой охвачен ЛУС, и его усиления. В такой системе АРУ отсутствуют дорогостоящие ГКЧ и ПКК, поэтому она проще и экономичнее, чем система АРУ по КЧ. Однако погрешность восстановления уровня передачи на выходе ЛУС здесь значительно выше. Поэтому все или большую часть НУП в секции ДП (см. рис. 3.3) снабжают АРУ по температуре грунта, а накапливающуюся в секции погрешность регулирования компенсируют в ЛУС НУП, ОУП или ОП, оборудованных АРУ по КЧ.

3.4. ПОМЕХИ В ТРАКТАХ И КАНАЛАХ

АНАЛОГОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

Классификация помех. Помехой называют посторонние электрические колебания, мешающие нормальному приему сигналов. В зависимости от характера воздействия на сигнал помехи подразделяются на аддитивную и мультипликативную. Аддитивная помеха представляет собой случайный сигнал, который накладывается   на   полезные   сигналы,   передаваемые   по   каналам (трактам) передачи. Действие аддитивной помехи описывают следующим образом: u(t)=u_c(t)+u_п(t), где u_c(t)—напряжение полезного сигнала; u_п(t) —напряжение помехи; и u(t) —суммарное напряжение на выходе канала (тракта). Мультипликативная помеха обусловливается случайными изменениями коэффициента передачи канала (тракта) в зависимости от времени: u_p(t) =u_c(t)u_п(t), где u_p(t) —результирующее напряжение на выходе канала (тракта).

Кроме того, помехи можно классифицировать следующим образом.

1.  В зависимости от места возникновения помехи делятся на внутренние и внешние. К внутренним помехам, возникающим в узлах аппаратуры, относятся: собственные помехи; помехи нелинейного происхождения;  помехи из-за попутных потоков, плохих контактов в местах соединений, переключений трактов (каналов). Внешние помехи  обусловлены действием  внешних источников помех:   линейных   переходов   с   параллельно   проходящих   цепей связи; линий электропередачи и электрифицированных железных дорог; промышленных установок; атмосферы; фона электропитающих установок; микрофонного эффекта.

2.  В зависимости от формы помехи могут быть непрерывными и импульсными.  Непрерывные по  форме  помехи характеризуются неравенством U_max>(3 ... 10)U_cp, а импульсные — неравенством u_mах> (100 ... 1000) U_cp, где U_max — максимальное, a U_cp — среднее напряжение сигналов помехи.

3.  В зависимости от спектра своего сигнала помехи могут быть сплошными  или  дискретными   (селективными).  Сигнал  сплошной   помехи  характеризуется  распределением   его   мощности  по широкому спектру частот  (пример такой помехи — белый шум). Селективная помеха харатеризуется тем, что ее мощность сосредоточена либо на одной частоте, либо в очень узкой полосе частот.

4.  По мешающему действию при передаче речи помехи подразделяются на шум и переходный разговор. Шум маскирует слабые звуки речи и тем самым уменьшает разборчивость передачи. Переходный разговор может быть невнятным и внятным. Прослушивание   внятного   чужого  разговора   отвлекает   внимание абонентов и нарушает секретность связи, невнятный переходный разговор резко увеличивает шум в канале связи. При пере-Даче дискретной информации мешающее действие помех приводит к ошибкам при приеме информации, уменьшает ее достоверность.

Способы оценки действия помех. Для оценки действия помех могут использоваться следующие параметры.

Защищенность A₃ = l0lg(P_c/P_п) или A₃=20lg(U_c/U_п), где Р_с, U_с Р_п, U_п. — мощности и напряжения сигнала и помех соответственно. Защищенность можно также вычислить через Уровни мощности сигнала и помехи: A₃=p_с—р_п.

мощности сигнала и помехи на входе и выходе четырехполюсника соответственно (например, усилителя, тракта, канала и т. д.). Физически эта величина показывает, во сколько раз уменьшается отношение мощности сигнала к мощности помехи при включении в тракт передачи сигнала данного четырехполюсника.

Потери   шумозащищенности   

где А_з.вх, А_з.вых — защищенность на входе и выходе четырехполюсника.

Оценка помех с помощью псофометрического напряжения (от греческого слова «псофос» — шум) производится при передаче речи по телефонным каналам или каналам радиовещания. Оказывается, что чувствительность системы «телефон — ухо» неодинакова для разных частот спектра воспринимаемых сигналов (рис. 3.25), причем максимум чувствительности приходится на полосу частот 800 ... 1000 Гц. Если в телефонном канале действует помеха, то ее спектральные составляющие также по-разному воспринимаются системой «телефон — ухо». Отсюда и возникло определение псофометрического напряжения помех: это такое напряжение с частотой 800 Гц, которое по своему мешающему воздействию эквивалентно реально действующей помехе. Следовательно, псофометрическое напряжение в канале всегда меньше действующего: U_nc = K_пcU, где К_пс< 1 — псофометрический коэффициент. Для канала ТЧ /С_пс = 0,75. Для измерения псофометрического напряжения применяют псофометр, который представляет собой вольтметр с квадратичным детектором. На входе вольтметра включен фильтр, АЧХ затухания которого соответствует требованиям

МККТТ.

Нормирование помех. С целью обеспечения высокого качества передачи информации как по национальной, так и международной сети связи по рекомендации МККТТ нормирование помех производится для каналов ТЧ эталонной цепи. Протяженность цепи для кабельной, воздушной, радиорелейной линий связи составляет 2500 км, а ее структура (т. е. число и тип переприемов) зависит

от типа кабеля и применяемой системы передачи. Например эталонная цепь для симметричного кабеля с системой передачи К-60П (рис. 3.26) содержит два переприема по ТЧ и на каждом переприемном участке по ТЧ — один переприем по первичной группе (ПГ). Согласно требованиям МККТТ в точке нулевого относительного уровня (ТНОУ) на выходе канала ТЧ эталонной кабельной цепи мощность всех видов помех не должна превышать Р_пΣ =10 000 пВт псоф, причем P_nΣ (0) = Р_п._л.о(0) + Р_п.л.т(0), где Р_п.п.о. — мощность помех в ТНОУ канала ТЧ, вносимых преобразовательным оборудованием оконечных и переприемных станций; Рп.л.т — мощность помех в этой же точке, вносимых линейным трактом.

По нормам МККТТ для эталонной цепи Р_п._п._о (0) = 2500 пВт псоф. Следовательно, Р_п._л._т(0) =7500 пВт псоф, т. е. каждый километр линейного тракта вносит мощность помех Р_л._т(0)/1 км = 7500 пВт псоф/2500 км = 3 пВт псоф. Для современных систем передачи эта норма более жесткая: 1,5 пВт псоф/км (К=1920П), 1 пВт псоф/км (К = 3600).

Приведенные нормы характеризуют результирующую мощность помех в ТНОУ. Нормы на отдельные виды помех зависят от типа кабеля. Так, для многочетверочного симметричного кабеля характерно соотношение между мощностями собственных, нелинейных и помех от линейных переходов Р_с._п : Р_н._п : Р_п._л._п=1 : 1 : 2, т. е. нормами предусмотрено, что основным видом помех в симметричном кабеле являются помехи от линейных переходов. Конечно, можно сконструировать многочетверочный кабель, в котором влияние помех от линейных переходов будет меньше. Однако во многих случаях такой кабель экономически не выгоден. Для одночетверочного симметричного кабеля Р_с._п : Р_н.п : Р_п._л.п = 1:1:1.

В коаксиальном кабеле поверхностный эффект проявляется, начиная от частоты 60 кГц. Поэтому в полосе частот линейного спектра систем передачи коаксиального кабеля помехи от линейных переходов отсутствуют. Соотношение между мощностями собственных и нелинейных помех зависит от типа кабеля и СП, работающей на этом кабеле. Так, для кабеля МКТП-4 и СП К-420 Р_с._п:Р_н._п=1 : 1, а для кабеля КМБ-4 и СП К-1920П либо К-3600 Р_с.п: Р_н._п = 2 : 1.

В случае воздушных линий связи помехи для цепей из цветного металла нормируются для эталонной цепи длиной 2500 км, а для стальных цепей — длиной 400 км. Для каналов ТЧ, организованных на воздушных цепях из цветного металла длиной 2500 км, мощность помех в ТНОУ не должна превышать Р_п (0) =20 000 пВтпсоф, ^Из которых 17 500 пВт псоф отводится на помехи линейного тракта.

Собственные помехи. К собственным помехам относятся шумы флуктуационного характера: тепловой, из-за дробового эффекта в эллектронных лампах и транзисторах и полупроводниковый.

Из курса физики известно, что внутри проводника тепловые  возникают вследствие  хаотического  теплового движения электронов со случайным распределением скоростей и направлений движения внутри проводника. Среднеквадратическое значение шумовой ЭДС по формуле Найквиста— постоянная Больцмана; Т — температура по шкале Кельвина, К; R — сопротивление проводника, Ом; Д/ — полоса частот, в которой определяется ЭДС теплового шума, Гц.

Спектр теплового шума характеризуется равенством амплитуд спектральных составляющих вплоть до частот 10¹² Гц (так называемый белый шум).

Рассмотрим источник теплового шума (например, резистор), нагруженный на нешумящее сопротивление R_n (рис. 3.27). Нетрудно видеть, что при условии R=R_H в нагрузке R_H выделяется максимальная мощность теплового шума, Вт:

Определим из (3.19) абсолютный уровень мощности теплового шума при комнатной температуре (7'=293К):

В частности, для канала ТЧ из (3.20) Р_т.ш =—139 дБм.

Дробовый шум возникает из-за случайных отклонений коллекторного (анодного) тока транзнсторов (электронных ламп) от «среднего значения. Спектр этого шума такой же широкий, как и спектр теплового шума.

Полупроводниковый шум вызван неоднородностью поверхности коллектора транзистора, в результате чего возникают, случайные флуктуации коллекторного тока. Мощность этого шума приблизительно обратно пропорциональна частоте; на частотах выше 10 кГц она очень мала и в расчетах не учитывается.

Расчет мощности помех на выходе усилителя. Рассмотрим линейный усилитель, согласованно включенный с линией связи (рис. 3.28). Мощность помех на выходе усилителя будет определяться тепловым шумом линии, тепловым, дробовым и полупроводниковым шумами усилителя. Заменим линию генератором шума с нешумящим сопротивлением R, согласованно включением с входным сопротивлением усилителя R_Bx = R_h=R (см. рис. 3.27). Тогда абсолютный уровень термического шума на входе усилителя, определится из  (3.20). Если из линии на вход усилителя поступает сигнал с уровнем р_с, то защищенность сигнала на входе усилителя А_з.вх = р_с—р_т.ш.

При включении усилителя с усилением S и потерями шумоза-щищенности d на его выходе появляется собственная помеха с уровнем Рс.п.вых. Защищенность сигнала на выходе А_3.вых=р_с + S—Р_с.п.вых. Потери шумозащищенности определяем из (3.18): d=p_c._п—р_т.ш—5. Отсюда мощность собственных помех на выходе усилителя

называется уровнем собственных помех усилителя, приведенным к

его входу.

Таким образом, из (3.21) и (3.22) Р_с._п=10^0,1(р_с.п.п+в) Мощность собственных помех в (3.21) соответствует некоторому уровню р_пер сигнала на выходе усилителя. Чтобы пересчитать эту мощность  в  ТНОУ,  необходимо  изменить  показатель степени  в

(3.21) на — 0,1р_пер:

Но р_пер—S=p_np, где р_пР — уровень приема на входе усилителя, поэтому Р_с._п(0) = 10^0,1-(р_с.п.п-р_пр), Для КТЧ.р_с.п.п=—139 дБ + d.

Накопление собственных помех в линейном тракте. Как было показано в § 3.2, в линейном тракте (см. рис. 3.1) каждый ЛУС в точности компенсирует затухание прилегающего участка линии: S₁= a_yчl, S₂ = a_yч2.....S_n = а_учn. Следовательно, линейный тракт становится «прозрачным» для собственных помех с выхода каждого ЛУС: мощность помехи Р_с._п с выхода ЛУС₁ будет передана на выход тракта, то же произойдет с Р_с.п2 и т. д. Так как помехи от разных ЛУС между собой не коррелированы, то на выходе тракта их мощности складываются:

При одинаковых длинах участков линий их затухания одинаковы:

P_c.пl = Р_с.п2 = ... = Я_с._пn = Реп     и P_c.n_Σ (0) = nР_с.п.            (3.25)

Результирующий уровень собственной помехи, соответствующий мощности P_c.ns(0), Pc.n.p=101g(/³_c.ns(0)/l мВт. Выразим Аг.пя(О) из (3.25), а Реп,-(О) из (3.23). Тогда

Определение оптимальной длины усилительного участка. Для практических расчетов пользуются понятием оптимальной длины участка линии l₀. Эта такая длина, при которой мощность собственных помех на выходе линейного усилителя точно равна норме.

Для определения l₀ будем по-прежнему считать, что усиление ЛУС равно затуханию участка линии: S = a_yч = alo, где a — коэффициент затухания кабеля, дБ/км. При длине магистрали L_M нормативное значение мощности

Решение (3.28) может быть найдено либо подбором l₀, либо графически (рис. 3.29).

Способы повышения защищенности от собственных помех. Для

увеличения защищенности от собственных помех применяют следующие способы.

1.  В первом каскаде ЛУС используют малошумящие транзисторы. При этом уменьшаются потери шумозащищенности, уменьшается уровень р_с.п.п и, следовательно, мощность собственных помех на выходе ЛУС (3.23).

2.  Вводят предыскажение уровня передачи на выходе ЛУС_пер. Для этой цели в цепь β ООС ЛУСпер (см. рис. 3.3) вводится контур предварительного наклона  (КПН). Как видно из рис. 3.30,

(график   2),   уровень   передачи   на   верхних   частотах  линейного спектра  увеличивается, на  нижних частотах — уменьшается, так что средняя мощность группового сигнала не изменяется по сравнению со средней мощностью этого сигнала в режиме без предыскажения (график 1).

Для усилительного участка уровень на входе НУП можно определить из соотношения р_пр=p_пер—a_уч, где р_пер — уровень на выходе ЛУС_Пер; а_уч— затухание участка линии (см. рис. 3.3). В режиме без предыскажения в цепь ООС ЛУС_пер включается удлинитель (см. рис. 3.3).

Из рисунка 3.30,6 следует, что в режиме без предыскажения защищенность верхних в линейном спектре каналов A_з.в существенно меньше защищенности нижних по спектру каналов. При введении предыскажения защищенность верхних каналов A_з._в увеличивается и достигает нормы. Защищенность нижних каналов уменьшается, но остается в пределах заданной нормы. Таким образом, введение предыскажения выравнивает защищенность во всех каналах СП. При этом, однако, в групповой сигнал намеренно вводятся амплитудно-частотные искажения. Для их коррекции в тракте приема ОП предусматривается контур обратного наклона (КОН), характеристика которого обратна характеристике затухания КПН (см. рис. 3.3). Кроме того, увеличение уровня передачи на верхних частотах приводит к возрастанию нелинейных помех. Поэтому значение предыскажения уровня ∆р (рис. 3.30, а) не превышает обычно 13 ... 15 дБ.

Помехи от линейных переходов. Основной причиной возникновения помех от линейных переходов является электромагнитное влияние между параллельными цепями воздушных и кабельных линий связи. Эти влияния могут привести к резкому ухудшению качества связи, особенно при совпадении спектров влияющего и подверженного влиянию каналов. Понятно, что помехи от линейных переходов особенно существенны при организации связи с помощью симметричных кабелей и воздушных линий. В коаксиальном кабеле эти помехи практически не учитывают (см. § 3.1).

Определение защищенности участка линии связи. Определим защищенность от переходной помехи на ближнем конце А_з0 из рис. 3.31, где показан усилительный участок при двусторонней связи: Л_3о = Р_пр1—Р_п Уровень приема сигнала р_прп на входе ЛУС НУП₁ определяется уровнем передачи р_Перп на выходе ЛУС НУП₂ и затуханием участка линии а_уч :р_прІІ=р_перІІ—а_уч. Уровень помехи зависит от переходного затухания на ближнем конце  А₀ и уровня передачи p_перІ на выходе ЛУС НУП₁:р_п = р_пeрІ—А₀. Следовательно, А_з0=р_перІІ—р_nepІ+А₀—а_уч. Обычно уровни передачи на выходах ЛУС приблизительно одинаковы. Поэтому А_з0=А₀—а_уч. В диапазоне тональных частот а_уч<<А_з0 и двусторонняя связь в одном симметричном кабеле возможна. Однако в линейном спектре СП значение а_уч растет и становится соизмеримым с переходным затуханием Л_о, что приводит к недопустимо малым значениям защищенности A_з0. Для увеличения A₀

применяют двухкабедьную систему связи (четырехпроводную, однополосную, см. § 3.1). При этом из-за экранирующего действия оболочек кабеля значение А_о резко растет (до 140 дБ), переходные помехи на ближнем конце практически отсутствуют.

В двухкабельной СП качество каналов определяется защищенностью А_зl от помех на дальнем конце. Определим A_зl из рис. 3.32,. где показан усилительный участок, содержащий влияющую (I) и подверженную влиянию (II) пары. В этом случае A_3l=p_c—р_п, p_c=p_перΙΙ—а_уч'; р_п=p_перΙ—A_l, где A_l— переходное затухание на дальнем конце. Следовательно, при примерно одинаковых уровнях передачи на выходах ЛУС A_3l=A_l—а_уч. Но A_l>>Л₀. Поэтому А_зl>>А_3о, что и обеспечивает необходимое качество каналов при двухкабельной организации связи.

При организации связи по двухпроводной, двухполосной системе оконечное оборудование СП (особенно на воздушных линиях) принято разделять на станции А и Б. При этом передача по параллельным цепям от А к Б ведется с запада на восток и с севера на юг. Тем самым исключаются переходы на ближний конец от влияющих одноименных СП.

Однако даже в двухкабельных системах защищенность на дальнем конце может оказаться недостаточной. Тогда, если спектры влияющего и подверженного влиянию каналов совпадают, переходные влияния могут привести к появлению внятных переходных разговоров, которые отвлекают внимание слушающего абонента. Для борьбы с внятными переходами применяют инверсию и сдвиг полос частот в линейныхс пектрах СП, работающих на параллельных  цепях.  Смысл  инверсии  частот поясняет рис.  3.33. Здесь  F_H,  F_B,— граничные  частоты  спектра   исходного  сигнала; ƒ_{H I}, ƒ_{B I} — граничные частоты линейного спектра этого сигнала во влияющей цепи; ƒ_{H ΙΙ}, ƒв _ІІ — граничные частоты линейного спектра в цепи, подверженной влиянию; ƒ_oІ, ƒ_oІІ — виртуальные несущие, преобразующие исходный сигнал в линейный спектр в первой и второй СП соответственно: ƒ_hi=ƒ_0i+F_h; ƒ_вІ=ƒ_0І + F_в.

Как видно из рисунка, линейный спектр канала в цепи, подверженной влиянию, инвертирован относительно линейного спектра вс влияющей цепи. Поэтому после демодуляции на выходе канала СП, подверженной влиянию, возникнут колебания с частотами

Например, для первого канала СП В-3-3 ƒ_н = 0,6 кГц,ƒ_в = 3,4 кГц,ƒ_0І=4 кГц,ƒ_0ІІ = 8 кГц. Тогда согласно (3.29) ƒ_нΙΙ = 0,6 кГц, ƒ_BІІ  = 3,7 кГц. Это означает, что сигналы с частотами 0,6 и 3,4 кГц во влияющем канале превращаются в помехи с частотами 3,7 и 0,6 кГц соответственно в канале, подверженном влиянию. Помехи будут восприниматься слушающим абонентом как невнятный переходный разговор, что согласно экспериментальным исследованиям эквивалентно увеличению защищенности на 7 дБ. Еще больший эффект дает одновременный с инверсией сдвиг полос каналов подверженных влиянию, относительно полос частот одноименных влияющих каналов. При этом защищенность увеличивается на 25... 26дБ.

Нелинейные помехи. Источниками нелинейных помех являются узлы групповых устройств, содержащие нелинейные элементы, т. е. элементы, вольт-амперные характеристики которых не подчиняются закону Ома,— диоды, транзисторы, катушки с ферромагнитными сердечниками и т. д. В линейных трактах СП (см. рис. 3.1) основными источниками нелинейных помех являются линейные усилители. Так как число ЛУС в линейном тракте весьма велико, эти помехи, накапливаясь от участка к участку, могут резко ухудшить качество каналов и трактов СП.

Для оценки нелинейных свойств ЛУС рассматривают его амплитудную характеристику (рис. 3.34). Рабочая точка выбирается на линейном участке характеристики (на рис. 3.34 от 0 до U_п).При превышении порогового напряжения форма сигнала резко изменяется (рис. 3.35), на выходе усилителя появляются колебания с частотами, которых не было во входном сигнале. Например, если на вход усилителя подается сигнал, содержащий частоты ƒ_x, ƒ_y, ƒ_z, то на его выходе кроме, полезного сигнала с частотами ƒ_x, ƒ_y, ƒ_z возникнут гармонические колебания с частотами kƒ_x, kƒ_y, kƒ_z (k = 2,3,...)  и комбинационные колебания pƒ_x±gƒ_y±mƒ_Zt где р, g,

z = 1,2,3. Эти колебания и являются нелинейными помехами, так как они распределяются по всему линейному спектру СП и могут вызвать нелийные переходы между каналами и дополнительные нелинейные шумы в каждом канале. Поэтому напряжение сигнала не должно превышать порога перегрузки усилителя U_п или соответствующий этому напряжению уровень р_п.

По определению МККТТ порогом перегрузки называют уровень мощности р„ на выходе ЛУС, при котором увеличение уровня сигнала на входе ЛУС на 1 дБ вызывает увеличение уровня третьей гармоники на выходе ЛУС на 20 дБ. Однако нелинейные помехи возникают даже в том случае, если амплитуда сигнала не превышает порога перегрузки, так как линейный участок амплитудной характеристики ЛУС (см. рис. 3.34) является квазилинейным.

Для количественной оценки нелинейных свойств ЛУС на этом участке используют затухание нелинейности по второй и третьей гармоникам:

Все величины в этих соотношениях вычисляют или замеряют на выходе ЛУС: P_1г, Р_2г, Р_3г, U_1г, U_2г, U_3г — мощности и напряжения первой, второй и третьей гармоник соответственно; р_пер = 101(Р_1г/1мВт)—уровень передачи сигнала; р_2г, р_3г — уровни второй и третьей гармоник.

Предприятия, изготовляющие ЛУС, обычно нормируют значения а_2г и а_3г в ТНОУ и обозначают их как а_2го и а_3го. Существуют следующие соотношения: a_2г-a_2го-_Pпер; а_3г = а_3го-2_Рпер.

Методы уменьшения влияния нелинейных помех. Методы применяемые для уменьшения влияния нелинейных помех имеют целью предотвратить перегрузку ЛУС. Эти методы можно разделить на организационные и технические.

Организационные методы:

нормирование в ТНОУ каналов ТЧ средней мощности Р_ср сигналов различных видов информации. Например, для сигнала речи Р_ср = 32 мкВт, для сигналов вещания Р_сР=920 мкВт и т. д. ;

распределение каналов ТЧ, занятых под передачу различных видов информации , при котором  максимальная средняя мощность в  ШОУ в линейном тракте не превышает допустимых значений

Технические методы:

введение в ЛУС глубокой отрицательной обратной связи. При этом затухание нелинейности в ЛУС с ООС А'_nг увеличивается: A'_nг=а_nг+В, где В-глубина ООС; n - номер гармоники; а_nг- затухание нелинейности в ЛУС без ООС;

включение ограничителей амплитуд  (ОА) на входе индивидуального модулятора каждого канала. При этом ОА ограничивает пиковые значения таких сигналов, как речь, вещание и т  п

Хотя вероятность появления пиковых значений сигналов достаточно мала, при их совпадении в нескольких каналах результирующий уровень средней мощности на входе ЛУС может превысить допустимый, в результате мощность нелинейных помех превысит норму.

Импульсные помехи. Импульсной помехой в канале ТЧ называется кратковременное импульсное напряжение, амплитуда которого значительно превышает амплитуду полезного сигнала. Источниками импульсных помех являются: кратковременные обрывы в канале из-за ненадежных контактов в коммутирующих устройствах, плохих паек, и т. д.; грозовые разряды в районе залегания кабеля; значительные перегрузки линейного тракта, приводящие к возникновению случайных импульсных последовательностей; высоковольтные линии передачи и электрифицированные железные дороги. Основное воздействие импульсные помехи оказывают на передачу дискретной информации. При этом возникают ошибки, составляющие 10... 12% общего числа принятых информационных импульсов. При передаче речи либо звукового вещания импульсные помехи прослушиваются как отдельные щелчки либо потрескивания. По рекомендации МККТТ допускается 70 импульсных помех в час или 18 импульсных помех за 15 мин. Для снижения интенсивности импульсных помех проводят следующие мероприятия: увеличивают защищенность между парами симметричного кабеля до 60 дБ и выше; защищают линию связи от грозовых разрядов и электрифицированных железных дорог, укорачивают (на 10... 15% по сравнению с номинальной длиной) усилительный участок, прилегающий к АТС.

Атмосферные помехи. Этот вид помех является основным в каналах  ТЧ   аналоговых  систем   передачи   на   воздушных  линиях. Источниками атмосферных помех являются грозовые разряды, магнитные, песчанные, снежные бури, полярное сияние и т. д.

Средний уровень атмосферных помех на выходе усилительного участка не зависит от метеорологических условий, затухания участка линии связи, а также от диаметра проводов и профиля воздушной линии. Этот уровень зависит только от спектра, в котором он измеряется. Среднестатистические результаты измерений напряжения помех U_п на переприемном участке длиной L_п приведены в табл. 3.1.

Как видно из таблицы, уровни атмосферных помех значительно выше собственных шумов в канале ТЧ. Поэтому для обеспечения необходимой помехозащищенности на выходе ЛУС передачи устанавливаются весьма высокие по сравнению с кабелем уровни передачи (р_пер=17 дБ для В-3-3 и В-12-2 и —1 дБ для К-60П). Допустимые значения напряжения атмосферной помехи U_n нормируются не в ТНОУ, а в точке двухпроводного окончания канала, где измерительный уровень равен —7 дБм. Допустимое значение напряжения атмосферной помехи для магистрали линий L определяют из формулы

Одним из методов повышения защищенности от атмосферных помех является включение компандеров в каналы ТЧ. Компандеры состоят из двух устройств: компрессора и экспандера. Компрессор (К) включают на входе четырехпроводного тракта канала перед индивидуальным модулятором, экспандер (Э) включают после демодулятора на выходе четырехпроводного тракта (рис. 3.36). Вне зависимости от того, включен или выключен компандер, диаграмма уровней канала линейно нарастает от —13 дБ на входе канала до 4,3 дБ на его выходе (рис. 3.37). Эта линия называется линией нулевого усиления. Если компандер включен, то компрессор понижает все уровни выше —13 дБ и повышает уровни сигнала более низкие, чем —13 дБ. На рис. 3.37 уровень сигнала —25 дБ компрессор поднимает на ∆р≈12 дБ. Приблизительно на столько же увеличивается защищенность от атмосферных помех А'₃ =А₃+ 12 дБ. Экспандер вновь понижает этот уровень до величины, которая была бы при выключенном компандере.   Уровени,  расположенные  выше  линии  нулевого  усиления,.

экспандер поднимает до их номинального значения. В режиме молчания экспандер снижает уровень атмосферной помехи р_п на ∆р. Недостатком применения компандера является увеличение нелинейных искажений в канале, так как и компрессор, и экспандер содержат нелинейные элементы.