Электронным усилителем называется устройство, позволяющее преобразовывать входные электрические сигналы в сигналы большей мощности на выходе без существенного искажения их формы. Эффект увеличения мощности возможен при наличии в устройстве некоторого внешнего источника, энергия которого используется для создания повышенной мощности на выходе. Этот источник энергии, преобразуемой усилителем в энергию усиленных сигналов, называется источником питания.

Энергия источника питания преобразуется в энергию полезного сигнала при помощи усилительных, или активных элементов. Устройство, являющееся потребителем усиленных сигналов, называют нагрузкой усилителя, а цепь усилителя, к которой нагрузка подключена, – выходной цепью, или выходом усилителя. Источник входного сигнала, который нужно усилить, называется источником сигнала, или входным источником или генератором, а цепь усилителя, в которую вводят входной сигнал, называется входной цепью, или входом усилителя.

Важнейшими техническими показателями усилителя являются: коэффициенты усиления (по напряжению, току и мощности), входное и выходное сопротивления, выходная мощность, коэффициент полезного действия, номинальное входное напряжение (чувствительность), диапазон усиливаемых частот, динамический диапазон амплитуд и уровень собственных помех, а также показатели, характеризующие нелинейные, частотные и фазовые искажения усиливаемого сигнала.

Коэффициент усиления – отношение установившихся значений выходного и входного сигналов усилителя. В зависимости от типа усиливаемой величины различают коэффициенты усиления:

- по напряжению Ku = DU2 / DU1;

- по току Ki = DI2 /DI1;

- по мощности Кр = Р2 / Р1,

где U1, U2, I1, I2 – действующие (или амплитудные) напряжения и токи.

Так как P1 = U1 I1 и P2 = U2 I2, то коэффициент усиления по мощности Kp = Ku Ki.

Значение коэффициента усиления К у различных усилителей напряжения может иметь величину порядка десятков и сотен. Но и этого в ряде случаев недостаточно для получения на выходе усилителя сигнала требуемой мощности. Тогда прибегают к последовательному (каскадному) включению ряда усилительных каскадов (рис.2). Для многокаскадных усилителей общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов. При последовательном соединении нескольких усилительных устройств произведение их коэффициентов усиления определяет общий коэффициент усиления системы:

Кобщ = К1 К2…. . Кn. (1)

Рис.1. Структурная схема многокаскадного усилителя

Коэффициент усиления, вычисленный по формуле (1.1), представляет собой безразмерную величину. Учитывая, что в современных усилительных схемах коэффициент усиления, выраженный в безразмерных единицах, получается довольно громоздким числом, в электронике получил распространение способ выражения усилительных свойств в логарифмических единицах – децибелах (дБ). Коэффициент усиления по мощности, выраженный в децибелах, равен

KP [дБ] = 10 lg (P2/P1) = 10 lg KP. (2)

Поскольку мощность пропорциональна квадрату тока или напряжения, для коэффициентов усиления по току и напряжению можно записать соответственно:

KI [дБ] = 20 lg (I2/I1) = 20 lg KI,

KU [дБ] = 20 lg (U2/U1) = 20 lg KU.

Обратный переход от децибел к безразмерному числу производится при помощи выражения

где N = 10 при расчете коэффициента усиления по мощности и N = 20 – при расчетах по напряжению и току.

Широкому использованию логарифмического представления коэффициентов усиления способствует и то, что многие направления, в которых применяются усилители, связаны с техникой, воздействующей на чувства человека. А восприятие человека описываются логарифмическими зависимостями. Например, громкость звукового сигнала, по ощущениям человека, увеличится в два раза при увеличении его мощности в 10 раз.

Если принять Кu = 1 дБ, то при определении коэффициента усиления по напряжению

Следовательно, усиление равно одному децибелу, если напряжение на выходе усилителя в 1,12 раза (на 12%) больше, чем напряжение на входе.

Логарифмическая мера оценки удобна при анализе многокаскадных усилителей. Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя при переходе к логарифмическим единицам измерения определяется в отличие от (2) суммой коэффициентов усиления отдельных каскадов, т.е.

Kобщ [дБ] = K1 [дБ] + +К2 [дБ] +... + Кn [дБ].

Коэффициенты усиления по напряжению и току являются величинами комплексными, что отражает наличие фазовых сдвигов усиливаемого сигнала. Например, для коэффициента усиления по напряжению имеем:

или

где Кm = (Uвых / Uвх) – модуль коэффициента усиления;

j = (jвых – jвх) – угол сдвига фаз между выходным и входным напряжениями.

Обычно, когда рассматривают коэффициент усиления, имеют ввиду его модуль. Фазовый сдвиг (аргумент коэффициента усиления) анализируют отдельно. Значения, как модуля, так и фазы зависят как от величины параметров схемы усилителя, так и от частоты усиливаемого сигнала. Для их описания используют так называемые амплитудно-частотную и фазо-частотную характеристики.

2. Режимы работы усилителей

В зависимости от выбора исходной рабочей точки на передаточной характеристике различают режимы работы: А, В, АВ, С и D.

Режим А – это режим, при котором исходная рабочая точка П, определяющая состояние схемы при отсутствии сигнала и так называемый ток покоя I_кп, располагается примерно на середине линейного участка характеристики (рис.2).

Рис.2. Режим А работы усилительного каскада

В этом режиме напряжение смещения U_бп всегда больше амплитуды входного сигнала U_бп > U_вх_m, а постоянная составляющая коллекторного тока больше или примерно равна амплитуде переменной составляющей I_кп ≥ I_к_m. Синусоидальному входному сигналу соответствует синусоидальный выходной ток, нелинейные искажения минимальны, но КПД каскада составляет лишь 20 – 30%.

Режим В – это режим, при котором исходная рабочая точка совпадает с началом координат, т.е. ток покоя отсутствует I_кп = 0 (рис.3). При подаче на вход синусоидального сигнала ток в выходной цепи протекает лишь в течение половины периода и имеет форму импульсов с углом отсечки θ = π/2.

КПД каскада, работающего в режиме В, достигает 60 – 70%. Однако форма выходного сигнала искажена из-за нелинейного участка передаточной характеристики.

Режим АВ, как видно из рис.4 занимает промежуточное положение.

Рис.3. Режим В работы усилительного каскада

Рис.4. Режим АВ работы усилительного каскада

Угол отсечки в этом режиме несколько больше за счет сдвинутой из нуля исходной, рабочей точки П с помощью тока покоя I_кп в начало линейного участка передаточной характеристики.

Режим С - это режим, при котором ток i_к протекает в течение промежутка времени, меньшего половины периода входного сигнала, т.е. θ < π/2. Ток покоя отсутствует. Этот режим используется в мощных избирательных усилителях, где нагрузкой является колебательный контур.

Режим D – это ключевой режим работы, при котором транзистор может находиться только в двух состояниях: или полностью заперт (режим отсечки), или полностью открыт (режим насыщения). Достоинство режима D заключается в увеличении КПД. Его недостаток – значительное усложнение схемы усилителя.

3. Особенности усилителей класса D

В последние годы все большую и большую популярность приобретают усилители класса D или, как их еще называют, импульсные усилители. Некоторые производители дают им название «цифровые усилители», но оно несколько некорректно, поскольку никакого преобразования звука в двоичный код там нет. В усилителе класса D звуковой сигнал преобразуется в последовательность импульсов различной ширины в результате широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Частота следования импульсов обычно выбирается в пределах 300-500 кГц, это оптимально для всего аудиодиапазона. Если усилитель сабвуферный и перед ним стоит задача усиливать только диапазон до 100-200 Гц, частоту переключения можно уменьшить до 50-100 кГц.

Раньше импульсные усилители были интересны только за счет своего высокого КПД (обычно более 90%) и применялись только для управления мощными электродвигателями. Этот факт был напрямую связан с отсутствием высокоскоростных мощных переключательных элементов, способных работать на высоких частотах, вследствие чего высокие нелинейные искажения были просто неизбежны. Однако сейчас многими компаниями-производителями электронных компонентов выпускаются специализированные элементы для построения усилителей класса D, способные работать на частотах вплоть до 1 МГц и выше.

Рассмотрим принципы работы выходных каскадов, построенных на биполярных транзисторах.

Выходной каскад усилителя класса АВ, выполненный на биполярных транзисторах, обладает низким КПД, потому что выходные транзисторы, подобно переменным резисторам, изменяют свое активное сопротивление, тем самым управляя выходным током. В усилителе класса АВ невозможно получить размах амплитуды выходного напряжения, равный напряжению питания, поскольку даже в полностью открытом состоянии напряжение между коллектором и эмиттером Uк-э биполярного транзистора, равняется приблизительно 1-2 В.

В импульсных усилителях силовыми элементами являются мощные полевые транзисторы, у которых существует только 2 состояния - открытое и закрытое. Так как сопротивление открытого канала современных полевых транзисторов очень мало (обычно десятки мОм), следовательно, и падение напряжения на этих элементах незначительное. Меандр, проходя через выходной фильтр, преобразуется в переменный ток звуковой частоты, осциллограмма которого показана на рис.5.

Описание: Осциллограмма преобразования сигнала

Рис.5. Осциллограмма преобразования сигнала

Это объясняется тем, что выходной дроссель, который является неотъемлемой частью импульсного усилителя, изменяет свое реактивное сопротивление для сигнала с переменной скважностью. Вместе со скважностью, которой управляет звуковой сигнал, изменяется и ток, протекающий через нагрузку.

Значительная часть потерь происходит на фронтах в момент переключения полевых транзисторов, поэтому, снизив частоту преобразования, можно уменьшить количество фронтов за единицу времени и, как следствие, немного увеличить КПД. Именно по этой причине в сабвуферных усилителях класса D частоту переключения понижают вплоть до 50 кГц.

Как упоминалось выше, современные полевые транзисторы способны переключаться с высокой скоростью, тем самым позволяя разработчику значительно увеличить частоту преобразования и, следовательно, уменьшить габаритные размеры выходного дросселя. В результате сопротивление обмотки постоянному току (Rdc) будет тоже гораздо меньше, следовательно, немного уменьшится нагрев провода обмотки.

Усилители класса D делятся на 3 основных типа.

1)Усилители с внешним генератором пилообразного напряжения (рис.6);

Описание: Структурная схема усилителя класса D с внешним генератором пилообразного напряжения

Рис.6. Структурная схема усилителя класса D с внешним генератором пилообразного напряжения

2) Самоосцилирующие усилители (рис. 7).

Описание: Структурная схема самоосциллирующего усилителя класса D

Рис. 7. Структурная схема самоосциллирующего усилителя класса D

3) Усилители на основе микроконтроллеров со встроенным АЦП.

Усилители с внешним генератором пилообразного напряжения наиболее просты в изготовлении и наладке, обладают меньшими требованиями к топологии печатной платы и компонентам по сравнению с усилителями самоосциллирующего типа. Именно эти усилители в настоящее время являются самыми распространенными среди серийных моделей как сабвуферных усилителей, входящих в состав автомобильных акустических систем, так и широкополосных профессиональных, эстрадных усилителей. Самоосциллирующие усилители работают как автогенераторы, в них колебательный процесс проходит и поддерживается за счет использования положительной обратной связи. Этот тип усилителей отличается более высокими требованиями к топологии печатной платы, но при тонком подходе к этому вопросу качество звуковоспроизведения данного типа усилителей значительно превосходит остальные.

В свою очередь, самоосциллирующие усилители делятся на 2 подкласса, в которых обратная связь организована до выходного фильтра и после него. В схемах, где обратная связь организована до выходного фильтра, она исправляет только нелинейности мощного компаратора, а выходной фильтр находится вне контроля.

Такие усилители имеют не очень ровную АЧХ, и выходной импеданс у них сильно растет вместе с частотой.

Усилители, у которых обратная связь берется только после выходного фильтра, лишены всех этих недостатков. Отрицательная обратная связь организована после фильтра и максимально возможно исправляет все нелинейности, а колебательный процесс начинается за счет того, что на определенной частоте сдвиг фазы составляет 180 градусов, то есть на этой частоте ОС становится положительной, и усилитель работает как генератор.

Фаза сдвигается благодаря задержкам сигнала, которые происходят в самом компараторе, выходном фильтре и специальной фазосдвигающей RC-цепочке.

Структурная схема такого усилителя представлена на рис.8.

Описание: Структурная схема усилителя класса D, работающего по принципу UcD

Рис. 8. Структурная схема усилителя класса D

Контрольные вопросы

1.Назначение и принцип работы усилителей.

2.Перечислите технические показатели усилительных устройств.

3.Особенности работы усилителя в режиме А.

4.Особенности работы усилителя в режиме В.

5.Особенности работы усилителя в режиме АВ.

6.Особенности работы усилителя в режиме С.

7. Особенности работы усилителя в режиме D.

Лекция 2

План

1. Назначение радиопередающих устройств

2. Классификация радиопередающих устройств

3. Каскады и блоки радиопередающих устройств

Назначение радиопередающих устройств

Радиопередающими устройствами (или радиопередатчиками) (РПдУ) называются радиотехнические аппараты, служащие для генерирования, усиления по мощности и модуляции высокочастотных (ВЧ) и сверхвысокочастотных (СВЧ) колебаний, подводимых к антенне и излучаемых в пространство.

Три функции — генерация, усиление и модуляция — объединяются общим понятием: формирование сигнала, под которым понимают колебание, несущее информацию. Такой электромагнитный сигнал, излученный в пространство, называется радиосигналом. Третья из названных функций — модуляция — есть процесс наложения исходного сообщения (например, речи или телевизионного изображения) на ВЧ или СВЧ колебания.

В технологическом плане радиопередающие устройства представляют собой сборки интегральных микросхем, транзисторов, диодов, электровакуумных приборов, конденсаторов, трансформаторов и множества иных элементов, соединенных между собой согласно определенной электрической схеме. Наиболее совершенные конструкции полностью состоят из полупроводниковых гибридных и интегральных микросхем.

Радиопередатчики служат для передачи информации в рамках определенной радиоэлектронной системы. К их числу относятся следующие системы: звукового и телевизионного радиовещания; радиосвязи с помощью наземных средств, в частности сотовая радиосвязь; глобальные космические радиосвязи, телевизионного радиовещания и радионавигации; радиоуправления и радиотелеметрического контроля разнообразными объектами; радиолокационные, дальнего и ближнего радиуса действия.

В зависимости от назначения радиоэлектронной системы применяют тот или иной тип радиопередатчика: ламповый или полупроводниковый, ВЧ или СВЧ диапазона, небольшой или повышенной мощности, работающий в непрерывном или импульсном режиме.

Определим место радиопередатчика в составе радиоэлектронной системы, которая в целом может быть представлена в виде своеобразной пирамиды (см.рис.).

Нижний уровень «пирамиды» составляет элементная база, включающая транзисторы, диоды, конденсаторы, интегральные микросхемы и десятки иных наименований. Из них составляются звенья, объединяемые в функционально законченные цепи — каскады, такие как автогенератор, преобразователь частоты, модулятор, усилитель мощности колебаний, демодулятор, усилители сверхвысокой, высокой, промежуточной и низкой частоты и т.д.

Следующий уровень — блоки, такие как малошумящий СВЧ усилитель, модем-модулятор и демодулятор сигнала, блок обработки сигнала, блок усиления мощности ВЧ или СВЧ колебаний, линейный тракт радиоприемника, антенно-фидерный тракт и т.д.

Определение места радиопередатчика в составе радиоэлектронной системы

Еще более высокий «этаж» пирамиды включает в себя функционально законченные устройства — радиоприемники, радиостанции, радиолокаторы, телевизоры и т.д., которые работают самостоятельно в составе различных радиотехнических систем. Именно на этом уровне рассматриваемой «пирамиды» и располагаются радиопередающие устройства.

В случае применения в устройствах только интегральных микросхем три нижних уровня объединяются в один.

Классификация радиопередающих устройств

Радиопередатчики классифицируют по пяти основным признакам: назначению, объекту использования, диапазону частот, мощности и виду излучения.

Назначение радиопередатчика определяется радиотехнической системой, в которой он используется, и связано оно с видом передаваемой информации. В этой связи различают: радиосвязные, радиовещательные, телевизионные, радиолокационные, радиотелеметрические, радионавигационные, для радиоуправления и другие типы радиопередатчиков.

Объект использования определяется местом установки радиопередатчика, что влияет на условия его эксплуатации. По данному признаку различают: наземные стационарные, самолетные, спутниковые, корабельные, носимые, мобильные радиопередатчики, т.е. устанавливаемые на автомобилях, железнодорожном транспорте и иных наземных передвижных объектах.

По диапазону частот радиопередатчики различают в соответствии с принятым делением радиочастотного диапазона: сверхдлинноволновые, длинноволновые, средневолновые, коротковолновые, ультракоротковолновые, дециметровые, сантиметровые, миллиметровые. Передатчики пяти первых диапазонов объединяются общим названием — высокочастотные, трех последних — сверхвысокочастотные. Таким образом, границей между радиопередатчиками ВЧ и СВЧ диапазонов является частота 300 МГц. При частоте менее 300 МГц передатчик относится к ВЧ диапазону, выше — к СВЧ диапазону.

По мощности ВЧ или СВЧ сигнала, подводимого к антенне, радиопередатчики различают по мощности излучения в непрерывном режиме: малой — до 10 Вт, средней — 10...500 Вт, большой — 500 Вт... 10 кВт, сверхбольшой — выше 10 кВт.

По виду излучения передатчики разделяют на работающие в непрерывном и импульсном режимах. В первом случае при передаче сообщения сигнал излучается непрерывно, во втором — в виде импульсов.

Для характеристики типа радиопередатчика следует указать, к какому виду он относится в каждом из пяти названных разрядов.

В таблице 1.1 приведены некоторые типы радиосистем и радиопередатчиков различного назначения с привязкой к диапазонам волн.

Таблица 1.1

Некоторые типы радиосистем и радиопередатчиков различного назначения с привязкой к диапазонам волн

Наименование диапазона	Длина волны	Частота	Назначение системы и радиопередатчика
Мириаметровые (сверхдлинные волны)	100... 10 км	3... 30 кГц	Дальняя радионавигация
Километровые (длинные волны)	101... 1 км	30... 300 кГц	Радиовещание
Гектометровые (средние волны)	1000... 100 м	0,3…3 МГц	Радиовещание
Декаметровые (короткие волны)	100...10 м	3...30 МГц	Радиовещание Мобильная радиосвязь Любительская радиосвязь (диапазон 27 МГц)
Метровые (ультракороткие волны)	10... 1 м	30...300 МГц	УКВ ЧМ вещание Телевизионное вещание Мобильная радиосвязь Самолетная радиосвязь
Дециметровые (L, S диапазоны)	1 ...0,1 м	0,3...3 ГГц	Телевизионное вещание Космическая радиосвязь и радионавигация Сотовая радиосвязь Радиолокация
Сантиметровые (С, X, К диапазоны)	10... 1 см	3...30 ГГц	Космическая радиосвязь Радиолокация Радионавигация Радиоастрономия
Миллиметровые	10... 1 мм	30...300 ГГц	Космическая радиосвязь Радиолокация Радиоастрономия

Каскады и блоки радиопередающих устройств

Радиопередатчик представляет собой сборку из отдельных каскадов и блоков, каждый из которых функционирует и самостоятельно, и в сочетании с другими частями всего устройства. Поэтому сначала рассмотрим, какие каскады и блоки могут входить в радиопередатчик и в чем состоит их назначение. К числу каскадов относятся:

- автогенератор, или генератор с самовозбуждением, — источник ВЧ или СВЧ колебаний. В зависимости от метода стабилизации частоты различают кварцевые и бескварцевые автогенераторы;

- генератор с внешним или независимым возбуждением — усилитель ВЧ или СВЧ сигнала по мощности. В зависимости от полосы пропускания различают узко- и широкополосные генераторы;

- умножитель частоты, служащий для умножения частоты колебаний;

- преобразователь частоты, предназначенный для смещения частоты колебаний на требуемую величину;

- делитель частоты, служащий для деления частоты колебаний;

- частотный модулятор, осуществляющий частотную модуляцию;

- фазовый модулятор, осуществляющий фазовую модуляцию;

- фильтры, служащие для пропускания сигнала только в определенной полосе частот. Различают полосовые, низкочастотные, высокочастотные и режекторные фильтры;

- сумматор (он же делитель) мощностей сигналов, в котором происходит суммирование мощностей однотипных сигналов или деление сигнала по мощности в требуемое число раз;

- мостовое устройство — разновидность сумматора при сложении мощностей двух сигналов или делении в два раза мощности сигнала;

- направленный ответвитель, служащий для отбора части мощности сигнала из основного канала его распространения;

- согласующее устройство, предназначенное для согласования выходного сопротивления радиопередатчика с входным сопротивлением антенны;

- аттенюатор, служащий для регулирования мощности сигнала;

- фазовращатель, необходимый для управления фазой сигнала;

- ферритовые однонаправленные устройства (циркуляторы и вентили), служащие для пропускания сигнала только в одном направлении; применяются в основном в СВЧ диапазоне;

- балластные сопротивления, в которых происходит рассеивание мощности;

- разнообразные датчики, позволяющие измерять параметры сигнала.

К числу основных блоков, составляемых из каскадов, относятся:

- блок усиления ВЧ или СВЧ сигнала по мощности, выполняемый из последовательно включенных генераторов с внешним возбуждением;

- блок умножителей частоты, применяемый в случае большого коэффициента умножения;

- синтезатор частот, предназначенный для образования дискретного множества частот;

- возбудитель, включающий в свой состав синтезатор частот и частотный или фазовый модулятор;

- амплитудный модулятор, служащий для осуществления амплитудной модуляции;

- импульсный модулятор, предназначенный для осуществления импульсной модуляции;

- антенно-фидерное устройство, соединяющее выход радиопередатчика с антенной и включающее фильтр, направленный ответвитель, ферритовое однонаправленное и согласующее устройства;

- блоки автоматического регулирования, служащие для стабилизации или управления параметрами радиопередатчика. К их числу относятся: устройства автоматической подстройки частоты, автоматической перестройки электрических цепей усилительных каскадов, автоматической перестройки согласующего устройства, автоматического управления мощностью, автоматического поддержания теплового режима. Современные устройства автоматического регулирования строятся на основе микропроцессора (микроконтроллера).

Контрольные вопросы

1. В чем состоит назначение передатчика?

2. На какие диапазоны делятся волны в радиотехнике?

3. Как радиопередатчики подразделяются по мощности?

4. Перечислите каскады передатчика.

5. Перечислите блоки передатчика.

Лекция 3

План

1. Структурная схема радиопередатчика

2. Параметры радиопередатчика

Структурная схема радиопередатчика

Разнообразные типы радиопередатчиков выполняются как комбинация соответствующих каскадов и блоков. Обобщенная структурная схема радиопередатчика представлена на рис. 1. Рассмотрим ее работу.

Возбудитель служит для формирования сетки рабочих частот с требуемой стабильностью. При небольшом числе рабочих частот возбудитель строится по принципу «кварц — волна», что означает: каждой из частот соответствует свой кварцевый автогенератор. Переход с одной частоты на другую осуществляется с помощью электронного коммутатора.

При большом числе частот возбудитель представляет собой цифровой синтезатор частот, в состав которого входит кварцевый автогенератор, называемый опорным, делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и устройство автоматической подстройки частоты. Такой синтезатор может быть построен на основе большой интегральной микросхемы.

Частота кварцевых автогенераторов обычно не превышает 100 Гц. Поэтому при частоте передатчика больше данного значения в устройство включаются умножители частоты, повышающие частоту сигнала в необходимое число раз.

Получение требуемой выходной мощности радиопередатчика осуществляется с помощью блока усиления мощности — последовательно (каскадно) включенных ВЧ или СВЧ генераторов с внешним возбуждением. При выходной мощности передатчика, превышающей мощность одного электронного прибора, в выходном каскаде происходит суммирование мощностей генераторов.

Между выходным каскадом радиопередатчика и антенной включается антенно-фидерное устройство (АФУ). В состав АФУ входят: фильтр для подавления побочных излучений радиопередатчика, датчики падающей и отраженной волны и согласующее устройство. При работе в СВЧ диапазоне вместо последнего обычно применяется ферритовое однонаправленное устройство — вентиль или циркулятор.

Частотная модуляция осуществляется в возбудителе радиопередатчика, фазовая — в возбудителе или ВЧ умножителях и усилителях, амплитудная и импульсная — в ВЧ усилителях.

С помощью блока автоматического управления выполняются автоматическая стабилизация параметров радиопередатчика (в первую очередь, мощности и температурного режима), защита при нарушении нормальных условий эксплуатации (например, при обрыве антенны) и управление (включение-выключение, перестройка по частоте).

Рис. 1. Обобщенная структурная схема радиопередатчика

При составлении и расчете структурной схемы транзисторного радиопередатчика исходят из его назначения, условий работы и следующих основных параметров: Р_А — выходной мощности, подводимой к антенне; f_{...f₂ — диапазона рабочих частот, стабильности частоты, вида модуляции и характеристик модулирующего сигнала.

Общий коэффициент усиления сигнала по мощности радиопередатчика:

где Р_А — мощность сигнала, поступающего в антенну;

К_АФУ < 1 — коэффициент передачи АФУ;

Р_возб — мощность сигнала возбудителя (обычно Р_возб < 10...20 МВт).

Тот же параметр, выраженный в децибелах относительно мощности в 1 Вт:

, (1)

где Р_А, - мощность, Вт.

Общий коэффициент умножения по частоте:

где f₁…f₂ – диапазон частот радиопередатчика;

-диапазон частот возбудителя.

Исходя из значения K_f, равного произведению коэффициентов умножения отдельных каскадов, определяется число умножителей, каждый из которых имеет значение К_fкаск = 2...3.

Общий коэффициент усиления сигнала по мощности радиопередатчика есть произведение коэффициентов усиления отдельных каскадов. Выбрав тип электронного прибора в каждом из каскадов и определив по справочнику или рассчитав значения коэффициентов усиления данных приборов, можно составить структурную схему проектируемого радиопередатчика.

Параметры радиопередатчика

К основным параметрам радиопередатчика, характеризующим его технические показатели, относятся:

- диапазон частот несущих колебаний f₁ ...f_N;

- число частот N внутри этого диапазона. В самом простом случае радиопередатчик может быть одночастотным и тогда N = 1;

- шаг сетки рабочих частот в заданном диапазоне, определяемый согласно выражению:

, (2)

где N> 2.

Радиопередатчик может работать на любой из фиксированных частот внутри диапазона f₁...f_N (рис.2). Например, радиопередатчик системы УКВ самолетной радиосвязи работает в диапазоне частот 118... 136 МГц при шаге = 25 кГц, общее число частот согласно (2) N=721.

Рис.2. Частоты работы передатчика

Недопустимо излучение радиопередатчика не только вне закрепленного за ним диапазона частот f₁...f_N, но и на частоте, отличной от фиксированной сетки частот, например между частотами f₂и f₃;

- нестабильность частоты несущих колебаний. Различают абсолютную и относительную нестабильность частоты, долговременную и кратковременную.

Абсолютной нестабильностью частоты называется отклонение частоты f излучаемого радиопередатчиком сигнала от номинального значения частоты f_ном. Например, f_ном = 120 МГц, а фактически радиопередатчик излучает сигнал с частотой f = 119,9994 МГц. Следовательно, абсолютная нестабильность частоты

120 - 119,9994 МГц = = 0,0006 МГц,

. (3)

Согласно (3) в рассмотренном примере относительная нестабильность

= 0,0006/120 = 0,000005 = 5-10⁶.

В современных радиопередатчиках относительная нестабильность частоты обычно не превышает (2...3)10⁶. Но в некоторых случаях, например системах радионавигации, к этому параметру предъявляются еще более жесткие требования: в них следует иметь ;

- выделенная полоса частот излучения . В режиме несущих колебаний радиопередатчик излучает сигнал:

где -частота несущих колебаний.

Спектр такого колебания имеет одну составляющую (рис.3,а). При любом виде модуляции — амплитудной, частотной, фазовой и импульсной — спектр сигнала становится или линейчатым (рис.2.3,б), или сплошным (рис.3, в), занимая определенную полосу частот .

Для этого спектра выделяется определенная полоса частот . При этом следует соблюдать неравенство f_сп, т.е. спектр сигнала должен укладываться в выделенную для него полосу. В противном случае излучения одного радиопередатчика могут мешать другим радиопередатчикам, проникая в выделенные для них полосы излучения;

а) б) в)

Рис.3. Спектры колебаний

- выходная мощность несущих колебаний Р_А — активная мощность, поступающая из радиопередатчика в антенну. Антенна имеет входное комплексное сопротивление Z_A = R_A + jX_A. Поэтому при измерении выходной мощности радиопередатчика антенна может быть заменена эквивалентным сопротивлением Z_экв = Z_A. Мощность, рассеиваемая в активной составляющей сопротивления R_A, и есть выходная мощность радиопередатчика Р_А, излучаемая антенной (рис.4, а).

Мощность Р_А можно определить и вторым способом при непосредственном подключении радиопередатчика к антенне. По связывающему их фидеру распространяются две волны: в прямом направлении — падающая, в обратном — отраженная от антенны (рис.2.4,б). При этом мощность радиопередатчика

где Р_пад — мощность падающей волны; Р_отр — мощность отраженной волны;

Описание: 1 001

а) б)

Рис.4. Определение выходной, падающей и отраженной мощностей

- суммарная мощность, потребляемая радиопередатчиком от источника или блока питания по всем цепям, Р_{0 общ};

- коэффициент полезного действия, или промышленный КПД, определяемый как отношение выходной мощности радиопередатчика к потребляемой:

Контрольные вопросы

1. Приведите обобщенную структурную схему передатчика, объясните назначение каждого блока.

2. Перечислите основные параметры радиопередатчика.

3. Дайте определение абсолютной и относительной нестабильности частоты.

4. Как связаны абсолютная и относительная нестабильности частоты?

5. Что означает выделенная полоса частот? Можно ли выходить за её пределы?

6. Что такое промышленный КПД передатчика?

Лекция 4

План

1.Параметры радиопередатчика

2. Способы сложения мощности сигнала

Параметры радиопередатчика (продолжение)

Вид модуляции и определяющие его параметры. При амплитудной модуляции таким параметром является коэффициент модуляции т1 , при частотной — девиация частоты , при фазовой — девиация фазы , при импульсной — длительность импульса τ и период их повторения Т.

Параметры передаваемого сообщения. Таким сообщением может быть речевая, факсимильная, телевизионная, телеметрическая и другая разнообразная информация, в том числе и считываемая с компьютера. Сообщение может передаваться в форме аналогового (рис.1,а) или цифрового сигнала (рис.1,б). При аналоговом сообщении основным характеризующим его параметром является полоса частот спектра сигнала, при цифровом — число бит в секунду (битом называется единица цифровой информации, при двоичном коде это 1 или 0).

Описание: 1 001

Рис.1. Формы передачи сообщения

Параметры, характеризующие допустимые искажения передаваемого сообщения. В результате процесса модуляции, т.е. наложения на несущие колебания исходного сообщения, последнее претерпевает некоторые изменения или, иначе говоря, искажается. В каждом конкретном случае устанавливается вид и норма на эти искажения. Например, при передаче сообщения в виде синусоидального сигнала таким параметром является коэффициент нелинейных искажений, определяющий появление в исходном сигнале 2, 3-й и последующих гармоник. При передаче импульсных сигналов искажения можно характеризовать по изменению формы сигнала — допустимой длительности фронта (рис.2).

Побочные излучения радиопередатчика. В идеальном случае радиопередатчик должен излучать только сигнал на частоте несущей, и его спектр должен укладываться в выделенную полосу частот (рис.3,а). Однако по нескольким причинам, основной из которых является нелинейный характер процессов, протекающих в каскадах радиопередатчика, в спектре излучаемого им сигнала появляются побочные составляющие (рис.3,б).

Описание: 1 001

Рис.2. Искажения при передаче импульсных сигналов

Побочные излучения, лежащие за пределами, но вблизи выделенной полосы частот, называются внеполосными. Кроме них радиопередатчик может излучать гармоники — сигналы с частотой 2f₀, 3f₀ и т.д., а также субгармоники — сигналы с более низкой частотой f₀/п. Кроме того, возможно излучение так называемых «паразитных» колебаний, причиной возникновения которых является самовозбуждение в усилительных каскадах радиопередатчика. Возникновение «паразитных» колебаний должно быть практически исключено.

Поскольку полностью исключить побочные излучения нельзя, особенно в мощных радиопередатчиках, то устанавливается норма на их значение или в абсолютных единицах (т. е. указывается, что мощность такого-то побочного излучения не должна превышать N МВт), или в относительных единицах к мощности основного, полезного излучения.

Обычно эта норма составляет не менее -60 дБ, т. е. по мощности побочное колебание должно быть меньше мощности основного не менее чем в 10⁶ раз. На некоторых частотах эта норма может достигать -100 дБ, -110 дБ и т.д.

Нормы, связанные с управлением радиопередатчика: время установления в нем нормального режима работы после включения, время перехода с одной частоты несущей на другую, режим полной или частичной мощности излучения и другие требования.

Нормы на надежность и долговечность, массу и габаритные размеры радиопередатчика устанавливают в соответствии с общими нормами для радиотехнической аппаратуры.

В радиопередатчиках повышенной мощности устанавливаются специальные нормы, диктуемые техникой безопасности.

Описание: Безымянный

а)

Описание: Безымянный

б)

Рис.3. Побочные излучения радиопередатчика

Способы сложения мощности сигнала

Для существенного повышения мощности РПдУ прибегают к сложению мощностей нескольких активных элементов, соединяя их параллельно или последовательно с нагрузкой. В сверхмощных РПдУ. мощную ступень выполняют по системе блоков - отдельных выходных каскадов, общей нагрузкой которых является промежуточный контур, связанный с антенной. Недостатки подобных соединений активных элементов обусловлены взаимной связью их через нагрузку и источник возбуждения. Мостовое включение активных элементов существенно ослабляет взаимную связь между ними. Мост-делитель, выполненный из реактивных элементов, распределяет входную мощность поровну между активными элементами, а мост-сумматор складывает их мощность в общей нагрузке.

Описание: 1

Рис.4.Блочно модульное сложение по мощности, последовательное и параллельное.

Недостатки: требуется идеинтичность и синфазность работы отдельных генераторов и симметрия схемы. Взаимное влияние. В частности авария на одном приводит к аварийному режиму на всех остальных.

Эффективное сложение мощности множества генераторов для формирования сигналов в заданной области пространства реализуется с помощью фазированных антенных решёток (ФАР), содержащих большое число (до нескольких тысяч) излучающих элементов и каналов для их возбуждения (рис.3.5). Форму и положение узкого лепестка диаграммы направленности в РПдУ с ФАР можно быстро и точно изменять с помощью электронно управляемых фазовращателей, линий задержки н коммутаторов.

Описание: 4023-48.jpg

Рис.5. Структурная схема радиопередающего устройства с фазированной антенной решёткой: 1 - возбудитель сигнала; 2 - каналы управления задержкой; 3 - усилители мощности.

Рис.6.Широкодиапазонные мостовые схемы сложения двух генераторов: а –по напряжению, б-по току.

Описание: 1

Рис.7.Широкополосные схемы сложения N генераторов:

а –по напряжению, б - по току.

Контрольные вопросы

1. Какие побочные колебания может излучать радиопередатчик?

2. Чем отличается аналоговое сообщение от цифрового?

3. Особенности сложения мощности с помощью ФАР.

4. Приведите схемы широкодиапазонных мостовых схем сложения двух генераторов.

Лекция 5

План

1. Классификация генераторов высоких и сверх высоких частот.

2. Принцип работы генераторов высоких и сверх высоких частот.

Классификация генераторов высоких и сверхвысоких частот

Генераторы ВЧ и СВЧ можно классифицировать следующим образом:

-по типу резонансных систем

- по типу замедляющих систем

- по стабилизации частоты и фазы в передатчиках СВЧ: стабилизация частоты с помощью высокодобротных резонаторов; автоматическая подстройка частоты и фазы в СВЧ диапазоне; стабилизация частоты способом синхронизации

- по типу используемого усилительного элемента: генераторы на триодах и тетродах; генераторы на пролетных клистронах; генераторы на магнетронах, а они в свою очередь на стабилизированные магнетроны и магнетроны с перестройкой частоты.; генераторы на лампах бегущей волны, М-типа и О-типа; генераторы на полупроводниковых приборах, транзисторные генераторы СВЧ , генераторы на диодах Ганна, генераторы на лавинно-пролетных диодах.

- по мощности: малой, средней и большой.

- по эксплуатационным требованиям: расширение температурного диапазона, повышение вибростойкости, ударостойкости.

Принцип работы генераторов высоких и сверх высоких частот

Принцип работы генераторов СВЧ и ВЧ основаны на факте взаимодействия электромагнитных колебаний резонансных и замедляющих систем с динамически управляемыми потоками электронов, это привело к созданию магнетронных и клистронных генераторов , генераторов на лампах бегущей волны (прямой) и обратной волн, успешно работающих в дециметровом, сантиметровом и миллиметровом диапазонах.

Использование физических эффектов, возникающих в твердом теле (туннельного, эффекта Ганна), и лавинно пролетных явлений позволило создать новые типы полупроводниковых генераторных диодов, которые совершенствуются и им , несомненно, принадлежит будущее.

В СВЧ диапазоне, период генерируемых колебаний становиться соизмеримым с временем пролета электронами межэлектродных промежутков (электроны проявляют инерционные свойства) резко возрастает вредное влияние собственных емкостей и индуктивностей прибора, его размеры становятся соизмеримыми с длиной генерируемых колебаний . все это во многом определяет специфику работы приборов СВЧ.

Производная энергии электрона по времени при его движении в межэлектродном пространстве

где W полная энергия электрона- сумма кинетической и потенциальных энергий:

U- потенциал электрического поля;

е=1,6·10^-19 Кл заряд электрона.

На низких частотах величина мала, близка к нулю, их полная энергия не изменяется, в СВЧ величина существенно отличается от нуля и полная энергия электрона может изменяться как за счет изменения его кинетической энергии(ускорения торможения) так и за счет изменения потенциальной энергии, то есть электроны могут отдавать свою кинетическую или потенциальную энергию электромагнитному полю.

В приборах НЧ на пути электронного потока создается быстродействующий локально расположенный затвор, который путем очень малой затраты энергии регулирует плотность потока электронов, при этом период управления много больше времени пролета электронов , поэтому такое управление называют статическим, с увеличением частоты это условие нарушается и способ становиться нереализуем. В приборах СВЧ используют динамическое управление. Этот процесс длится определенное время и не всегда имеет локальный характер, а инертность электронов здесь используется как положительный фактор. При этом происходит взаимодействие электронного потока с электромагнитным полем колебательных систем приборов и модуляция потока по скорости, что приводит к его модуляции по плотности.

Передача энергии электронов электромагнитному полу в электронных приборах СВЧ происходит в результате взаимодействия электронного потока с электрической составляющей поля, касательной к траектории движения электронов. Для эффективного обмена энергией между электронами и полем необходимо чтобы электроны находящиеся в пространстве взаимодействия, все время тормозились полем. Для этого в свою очередь необходимо создавать неравномерный (промодулированный) по плотности электронный поток и обеспечить в приборе необходимые «тормозящие» фазовые соотношения как в пространстве, так и во времени. Создание неравномерного по плотности электронного потока является принципиальным условием, так как при равномерном потоке общий энергетический баланс (передача энергии от электронов СВЧ-полю и наоборот) буде равен нулю. Создание электромагнитного потока, промодулированного по плотности и имеющего определенную структуру, называется группировкой или фазовой фокусировкой потока. Механизм группировки определяет принцип работы и классификацию прибор и лежит в основе их работы.

Промодулированный поток состоит из движущихся сгустков электронов. Если обеспечить фазовые соотношения между потоком и СВЧ полем так, чтобы электронные

Сгустки при своем движении оказывались в тех местах пространства и в те моменты времени, где и когда действует тормозящее поле, то общий энергетический баланс будет положительным и энергия электронов будет превращаться в энергию электромагнитных колебаний.

Электроны могут взаимодействовать с СВЧ полем или только в определенных участках потока (как в пролетных клистронах ) или на большей части его длины (как в лампах бегущей волны.). СВЧ колебания создаются в резонансных системах РС или в замедляющих системах ЗС. При этом электронный поток проходит через РС или ЗС обязательно в метах, где касательная к траекториям движения электронов составляющая СВЧ электрического поля имеет максимальное значение. РС обеспечивают локальное и сравнительно кратковременное взаимодействие электронного потока с электромагнитным полем, а ЗС- распределенное и длительное, очевидно что оптимальным условием энергообмена является приблизительное равенство средней скорости движения электронов и фазовой скорости используемого типа волны. Это условие называют условием синхронизма.

Рис.1.Электронный поток при отсутствии (а) и при наличии (б) фокусирующего магнитного поля, полый электронный поток, фокусируемый электрическим полем.

Контрольные вопросы

1. В чем состоит назначение генератора высокочастотных колебаний?

2. Приведите классификацию генераторов высоких и сверх высоких частот.

3. Объясните принцип работы генераторов высоких и сверх высоких частот.

Лекция 6

План

1. Общие сведения о генераторах с внешним возбуждением и используемых активных элементах

2. Режимы работы АЭ в ГВВ

Общие сведения о генераторах с внешним возбуждением и используемых активных элементах

Самым распространенным каскадом современных радиопередатчиков является генератор с внешним возбуждением (ГВВ). В его состав входят активный элемент (АЭ), нагрузка, цепи питания и смещения АЭ и цепь возбуждения, по которой на вход АЭ подается радиочастотный сигнал от возбудителя. В качестве возбудителя выступает предшествующий каскад передатчика. Цепи возбуждения и смещения образуют входную цепь АЭ, которая должна решать также задачи входной цепи согласования. В свою очередь цепи питания и нагрузки образуют выходную цепь АЭ, выполняющую функции выходной согласующей цепи. Напомним, что цепи согласования служат, во-первых, для трансформации (согласования) сопротивлений; во-вторых, для формирования совместно с цепями питания и смещения необходимой формы токов и напряжений, обеспечивающих требуемый режим работы ГВВ, и, в третьих, для фильтрации высших гармоник. Обобщенная структурная схема ГВВ изображена на рис.1.

Рис.1.

Входная цепь согласования трансформирует входное сопротивление АЭ в сопротивление, равное внутреннему сопротивлению Ri возбудителя (В), а выходная цепь согласования – сопротивление потребителя Rп (входное сопротивление следующего каскада, фидера, антенны) в оптимальное сопротивление нагрузки АЭ.

В передатчиках ГВВ могут выполнять три разные функции: усиливать радиочастотные колебания (усилители), повышать частоту этих колебаний в целое число раз (умножители частоты) и изменять амплитуду колебаний радиочастоты по закону НЧ-сигнала сообщения (амплитудные модуляторы).

В качестве АЭ в ГВВ используются электровакуумные лампы, биполярные и полевые транзисторы. В этом пособии рассматриваются принципы работы и построения ГВВ на биполярных транзисторах, хотя некоторые выводы могут быть распространены и на другие электронные приборы.

Простейшая схема ГВВ на транзисторе приведена на рис.2.

Рис.2

Входная цепь содержит разделительный конденсатор Ср1 и резистор Rб, служащий для замыкания постоянной составляющей тока базы. Коллекторная цепь транзистора питается от источника с напряжением Ек. Выходная цепь содержит разделительный конденсатор Ср2 и цепь питания, состоящую из блокировочных элементов Lбл, Сбл, препятствующих замыканию переменной составляющей коллекторного тока через источник.

ГВВ в передатчиках используют схемы включения транзисторов либо с общим эмиттером (ОЭ), либо с общей базой (ОБ). И та и другая схема включения имеет свои преимущества, целесообразность же применения их в конкретном каскаде будет рассмотрена ниже.

Режимы работы АЭ в ГВВ

Все режимы работы АЭ подразделяются на два крупных класса: режим колебаний первого рода и режим колебаний второго рода. Для реализации первого режима положение рабочей точки в исходном состоянии на проходной характеристике транзистора выбирают на середине линейного участка (рис.3). На рисунке обозначено: Iк0-постоянная
составляющая коллекторного тока; Iк1 – амплитуда первой гармоники тока коллектора; iк – мгновенное значение коллекторного тока.

Рис.3

Коэффициент полезного действия (КПД) η выходной цепи ГВВ

Полезная мощность

где Uк – напряжение на коллекторе, а мощность потребления от источника коллекторного питания

P0 = EкIк0 .

Тогда

т. е. КПД во многом зависит от уровня постоянной составляющей Iк0.

Определим максимально возможный КПД для режима колебаний первого рода:

В реальных же каскадах, работающих в этом режиме, η_max не может превысить величины 0,4. Поэтому режим колебаний первого рода практически не используется в радиопередатчиках из-за низкой энергетической эффективности.

Режимы работы АЭ, при которых ток в выходной цепи протекает только часть периода входного колебания, объединяются в режим колебаний второго рода. Для реализации этого режима рабочую точку устанавливают в нижней части проходной характеристики транзистора (рис.4).

Рис.4

Таким образом, при колебаниях второго рода выходной ток транзистора имеет форму периодической последовательности импульсов, длительность и амплитуда которых зависит от значения напряжения смещения Есм по отношению к напряжению отсечки Е^/коллекторного тока. Эти импульсы называются косинусоидальными, и они характеризуются двумя основными параметрами: амплитудой импульса Iк.max и углом отсечки Θ. При достижении входным сигналом верхнего изгиба проходной характеристики АЭ переходит в состояние насыщения, и вершина косинусоидального импульса как бы срезается. Режим работы АЭ в этом случае называется ключевым.

Углом отсечки Θ называется половина длительности импульса тока размерности ωt (в градусах или радианах). В зависимости от значения Θ иногда режимы работы АЭ подразделяют, используя следующие обозначения: А, АВ, В, С и D. А – режим колебаний первого рода или без отсечки. Режимы АВ, В и С относятся к режиму колебаний второго рода, с отсечкой и обозначают импульсные режимы работы. D – ключевой режим. Связь этих режимов с величиной Θ показана на рис.5.

Рис.5

По сравнению с режимом А импульсные режимы, как обладающие гораздо меньшими значениями постоянной составляющей выходного тока, являются энергетически более эффективными. Высокий КПД в режиме с отсечкой делает ГВВ основным усилительным каскадом в радиопередающих устройствах.

Контрольные вопросы

1. Нарисуйте состав ГВВ и объясните назначение элементов.

2. Какие функции может выполнять ГВВ?

3. Приведите простейшую схему ГВВ на транзисторе и объясните назначение элементов.

4. Объясните режим работы АЭ в ГВВ первого рода.

5. Объясните режим работы АЭ в ГВВ второго рода.

Лекция 7

План

1. Энергетические показатели выходной цепи ГВВ

2. Схемы усилителей мощности

Энергетические показатели выходной цепи ГВВ

Рассмотрим импульсные режимы работы.

Ек = u_к(t) + u_н(t),

где u_н(t) – напряжение на нагрузке;

u_к(t) – напряжение на коллекторе.

Соответственно мощность потребления

где -Ркрас - мощность рассеяния на коллекторе,

ΣPi - сумма мощностей гармоник коллекторного тока, выделяемых на нагрузке.

Для ГВВ, работающего в качестве усилителя (нагрузка настраивается на частоту первой гармоники):

где Р₁ - мощность первой гармоники коллекторного тока в нагрузке.

Это выражение является записью энергетического баланса выходной цепи усилителя мощности.

Для умножителя частоты, нагрузка которого настраивается на частоту n-й гармоники:

и в этом случае

где Рп - мощность n -й гармоники в нагрузке.

Последнее выражение является соотношением энергетического баланса выходной цепи умножителя частоты.

КПД выходной цепи ГВВ

где Р~ - колебательная мощность, выделяемая в нагрузке.

При настроенной нагрузке Р~ = Р1 (для усилителя) и Р~ = Рп (для умножителя частоты).

Для усилителя

где Uн - амплитуда переменного напряжения на нагрузке.

Отношение амплитуды первой гармоники Iк1 к значению постоянной составляющей Iк0 тока коллектора называется коэффициентом формы выходного тока g, т .е.

Отношение амплитуды переменного напряжения на нагрузке к напряжению источника коллекторного питания называется коэффициентом использования транзистора по коллекторному напряжению

Таким образом,

и, следовательно, для увеличения КПД необходимо увеличивать долю переменных составляющих выходного тока и напряжения на нагрузке по отношению к постоянным составляющим выходной цепи АЭ.

Схемы усилителей мощности

Маломощные усилители на биполярных транзисторах предназначены для работы в диапазоне частот от 30 МГц до 1000 МГц и применяются в промежуточных каскадах передатчиков. Транзистор в них целесообразно включать по схеме с ОЭ, так как такая схема включения имеет отрицательную обратную связь через емкость коллекторного перехода, которая стабилизирует работу каскада и повышает его устойчивость. Коэффициент усиления мощности такого усилителя достаточно высок и может достигать нескольких десятков. При необходимости снижения коэффициента усиления мощности можно включать небольшое активное сопротивление (порядка нескольких Ом) в цепь эмиттера или базы.

Схема маломощного усилителя на биполярном транзисторе приведена на рис.1. П-образная входная цепь согласования С1, С2, L1 обеспечивает возбуждение усилителя гармоническим напряжением. Блокировочные элементы Сбл1 и Lбл1, Сбл2 и Lбл2 – фильтры в цепях смещения и коллекторного питания соответственно. Делитель на сопротивлениях R1 и R2 предназначен для подачи положительного смещения на базу транзистора. Сопротивление Rэ обеспечивает устойчивость работы усилителя, подбором которого корректируется коэффициент усиления мощности. Ср – разделительный конденсатор. Выходная П-образная цепь С3, С4, L2 осуществляет согласование выходного нагрузочного сопротивления транзистора с сопротивлением потребителя, а также подавление гармоник, начиная со второй; Ек – источник коллекторного питания.

Рис.1

Маломощные усилители на биполярных транзисторах по вышеприведенной схеме могут иметь выходную мощность от 1 мВт до 1 Вт и коэффициент полезного действия (50–70)%.

В мощных усилительных каскадах в том же СВЧ-диапазоне сопротивление мощного биполярного транзистора составляет единицы и доли Ом. Входной ток транзистора приближается к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктивностью входного электрода.

Схема мощного усилителя с транзистором, включенным по схеме с ОЭ, приведена на рис.2. Цепь С1, L1, С2 представляет собой входную цепь согласования Т-образного вида, в которой продольная индуктивность L1 позволяет форму входного тока еще больше приблизить к гармонической. Выходная П-образная цепь согласования собрана на элементах С3, С4, L2. Назначение блокировочных и разделительных элементов то же, что и в схеме маломощного усилителя.

Рис.2

Для обеспечения лучшей устойчивости работы усилителя транзистор целесообразно включать по схеме с ОБ, так как емкость перехода коллектор–эмиттер меньше емкостей других переходов транзистора, что приводит к уменьшению обратной связи по сравнению с ОЭ.

На рис.3 приведена схема мощного усилителя на транзисторе с ОБ. Назначение всех элементов аналогично назначению соответствующих элементов предыдущей схемы. Напряжение смещения в мощных каскадах устанавливается равным нулю, чтобы достичь максимальных полезной мощности P1 и коэффициента усиления мощности KP, высокого КПД при угле отсечки Θ близком к 90°. Полезная мощность, развиваемая такими каскадами, больше 1 Вт.

Рис.3

Контрольные вопросы

1. Как определяется КПД выходной цепи ГВВ?

2. Дайте понятие коэффициента формы выходного тока.

3. Что означает коэффициент использования транзистора по коллекторному напряжению?

4. Приведите схему маломощного усилителя на биполярном транзисторе и объясните назначение элементов.

5. Приведите схему мощного усилителя с транзистором, включенным по схеме с ОЭ и объясните назначение элементов.

Лекция 8

План

1. Схемы умножителей частоты

2. Назначение, классификация и принцип работы автогенераторов

Схемы умножителей частоты

Эффект умножения частоты основан на нелинейности характеристики транзистора за счет отсечки тока. Маломощные умножители работают в диапазоне до 100 МГц, и тогда можно не учитывать индуктивности выводов транзистора, емкости закрытого эмиттерного перехода и потерь в материале коллектора. Маломощные биполярные транзисторы обеспечивают выходную мощность до 0,1 Вт при удвоении частоты и до 0,01 Вт при утроении. Их КПД составляет 30–40%. Применяют умножители в основном в промежуточных каскадах передатчиков для одновременного усиления сигнала и увеличения его частоты.

Схема маломощного умножителя частоты аналогична схеме маломощного усилителя (рис.1). Разница заключается в выборе параметров делителя R1, R2, задающего требуемый угол отсечки тока, и реактивных элементов выходной цепи для выделения второй или третьей гармоник.

Мощные транзисторные умножители работают в диапазоне частот от 100 МГц до 1000 МГц. На этих частотах необходимо учитывать и индуктивность выводов, и емкость эмиттерного перехода, и потери в коллекторе.

Схема мощного умножителя частоты приведена на рис.1. Элементы входной цепи С1, С2 и L1 обеспечивают возбуждение транзистора гармоническим током, Rэ – сопротивление автоматического смещения. Цепь на выходе умножителя С3, С4, L2, L3 обеспечивает трансформацию выходного сопротивления нагрузки транзистора (обычно сотни Ом) в относительно низкоомное сопротивление потребителя, а также возбуждение следующего каскада гармоническим током.

Рис.1.

Транзистор в умножителе включен по схеме с ОБ, так как при этом достигаются более высокие энергетические показатели (P2 или P3, KP, η) по сравнению со схемой включения с ОЭ. В этом случае при возбуждении транзистора гармоническим током паразитная обратная связь через емкость коллекторного перехода отсутствует и не происходит уменьшения коэффициента формы импульсов выходного тока.

Мощные умножители частоты позволяют достичь величин выходной мощности до 2 Вт при удвоении частоты и до 0,1 Вт при утроении. Коэффициент полезного действия их невелик, порядка 25–40%.

Назначение, классификация и принцип работы автогенераторов

Автогенератор – это радиотехническое устройство, предназначенное для преобразования энергии источника постоянного тока в энергию незатухающих электрических колебаний.

Автогенератор можно представить как усилитель с положительной обратной связью (рис.2)

Рис.2

Автогенератор включает в себя следующие узлы:

- усилительный элемент (электронная лампа, транзистор, и др.);

- нагрузка усилительного элемента в автогенераторах гармонических колебаний – это, как правило, LC колебательный контур;

- цепь положительной обратной связи – пассивный четырёхполюсник с коэффициентом передачи β < 1;

- стабилизированный источник питания.

Виды генераторов:

1. По форме выходного сигнала:

- синусоидальных сигналов (генератор Мейснера, генератор Хартли (индуктивная трёхточка), генератор Колпитца (ёмкостная трёхточка) и др.);

- прямоугольных импульсов — мультивибратор;

- функциональный генератор — прямоугольных, треугольных и синусоидальных импульсов.

2. По частотному диапазону:

- низкочастотные;

- высокочастотные.

3. По принципу работы:

- стабилизированные кварцевым резонатором;

- блокинг-генератор;

- RC-генератор.

Генераторы подразделяются на 6 видов: низкочастотные, высокочастотные, импульсные, сигналов специальной формы, шумовых сигналов и качающейся частоты. Однако следует учитывать, что классификационные границы условны, некоторые генераторы занимают промежуточное положение между низко- и высокочастотными, некоторые бывают комбинированными по виду сигнала. Для оптических генераторов существует аналогичная классификация. Кроме генераторов стандартизованных видов бывают генераторы отраслевого назначения (в составе контрольно измерительной аппаратуры).

Г2 — генераторы шума, имитируют белый или розовый шум.

Г3 — генераторы низкой частоты, обычно от 20 Гц до 200 кГц, реже до 2 или 10 МГц, модуляция сигнала, как правило, не предусмотрена.

Г4 — генераторы высокой частоты, предназначены для работы в радиочастотном диапазоне, различные виды модуляции.

Г5 — генераторы импульсов, воспроизводят последовательности прямоугольных импульсов, некоторые генераторы способны генерировать кодовые импульсные последовательности.

Г6 — генераторы сигналов специальной формы, воспроизводят последовательности импульсов разной формы: треугольной, пилообразной, трапецеидальной и др.

Г8 — генераторы качающейся частоты ;

ОГ — генераторы оптического диапазона

Генераторы отраслевого назначения — воспроизводят специальные сигналы, например, сложной формы или со сложными комбинированными методами модуляции, манипуляции; предназначены для проверки и настройки определенных видов радиоаппаратуры.

Основные нормируемые характеристики:

1. Диапазон воспроизводимых частот;

2. Точность установки частоты и ее нестабильность;

3. Диапазон установки выходных уровней (напряжения или мощности);

4. Точность установки выходного уровня, погрешность аттенюатора;

5. В зависимости от вида генератора могут быть дополнительные параметры — характеристики модуляции, временные характеристики импульсов и т.д.

Рис.3. Структурная схема автогенератора

Принцип работы автогенераторов: Общие условия самовозбуждения. Рассмотрим автогенератор как структуру, содержащую два основных звена: усилительное (К) и звено обратной связи с коэффициентом передачи (рис.3)

Обозначим Описание: image004 (1)

- комплексный коэффициент усиления усилительного звена),

где и - входное и выходное напряжение усилительного звена.

Описание: image012 (2)

( - комплексный коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи), где - напряжение на входе, а - напряжение на выходе цепи обратной связи. Комплексная форма выражений вызвана необходимостью учета сдвигов фаз, создаваемых усилительным звеном и цепью обратной связи.

При наличии в схеме автогенератора колебаний должно выполняться условие:

Описание: image020 (3)

Из этого равенства вытекает:

1) К_b= 1 - условие баланса амплитуд (4)

2) j_k + j_b= 2p_n - условие баланса фаз, где (5)

Здесь К- модуль коэффициента усиления усилительного каскада, b - модуль коэффициента передачи цепи обратной связи, jk - фазовый сдвиг, создаваемый усилительным каскадом, jb - фазовый сдвиг, создаваемый цепью обратной связи, n = 0,1,2,3,4,...Эти условия являются очень важными в теории автогенераторов.Основной предпосылкой к самовозбуждению автогенератора и переходу его в режим установившихся колебаний является положительная обратная связь, характеризуемая совпадением фазы напряжения на выходе цепи обратной связи и входе усилителя. Под действием положительной обратной связи малые флуктуационные колебания, возникающие в схеме генератора после включения напряжения питания, усиливаются усилительным каскадом К и передаются по цепи обратной связи вновь на выход усилителя. При каждом обходе по замкнутому контуру, содержащему усилитель и цепь обратной связи, сигнал на входе и выходе усилительного звена прогрессивно возрастает. Такой рост продолжается до тех пор, пока процесс самовозбуждения не завершается установившимся режимом, для которого и выполняются условия баланса амплитуд (4). Для самовозбуждения автогенератора в начальный момент времени необходимо выполнение условия: К_b> 1 (6)

Если бы характеристика усилительного звена была линейной, это привело бы к бесконечному росту амплитуды автоколебаний. Поэтому усилительное звено должно обладать нелинейной характеристикой. Переход к установившемуся режиму обусловлен постепенным уменьшением коэффициента усиления усилительного звена в связи с уменьшением наклона амплитудной характеристики при росте сигнала, что характерно для всех видов усилителей (рис.4).

Рис.4.Амплитудная характеристика усилительного звена

Контрольные вопросы

1. На каком принципе основан эффект умножения частоты?

2. Приведите схему умножителя частоты и объясните назначение элементов.

3. Объясните назначение автогенератора. Какие узлы он в себя включает?

4. Приведите классификацию АГ.

5. Принцип работы АГ.

Лекция 9

План

1. Схемы генераторов с резонансными цепями связи

2. Кварцевые автогенераторы

Схемы генераторов с резонансными цепями связи

Если КК автогенератора подключён к активному нелинейному элементу тремя точками, то такая схема АГ называется трёхточечной.

Фазовые условия в транзисторной трёхточечной схеме АГ с общим эмиттером в идеальном случае выполняются тогда, когда фазы напряжений на элементах контура, подключённых к электродам, коллектору и базе, противоположны. Учитывая сдвиг фаз в идеальном транзисторе с ОЭ 180°, суммарный сдвиг фаз в кольце ОС будет 360°.

Это возможно в двух вариантах схемы АГ: первая называется ёмкостной трёхточкой (рис.1), вторая – индуктивной трёхточкой (рис.2).

Рис.1

Рис.2

В индуктивной трёхточечной схеме обратная связь автотрансформаторная.

Амплитудные условия самовозбуждения для этой схемы выполняются отношением L2/L1. Чем больше это отношение, тем глубже ПОС. Обычно L1>>L2. Частота генерируемых колебаний определяется выражением

Правило построения трёхточечных схем заключается в следующем:

Если между коллектором и базой индуктивный характер сопротивления, то между коллектором и эмиттером, базой и эмиттером ёмкостный характер сопротивления.

Если между коллектором и базой ёмкостный характер сопротивления, то между коллектором и эмиттером, базой и эмиттером индуктивный характер сопротивления.

В этих случаях в трёхточечных схемах АГ выполняются фазовые условия возбуждения электрических колебаний.

Схема транзисторного автогенератора с индуктивной обратной связью представлена на (рис.3).

Рис.3

Проанализируем, как выполняются фазовые условия возбуждения в автогенераторе с индуктивной ОС. Схема усилительного элемента (рис.4), включённого с общим эмиттером, создаёт сдвиг фаз φус=180°. Для выполнения фазовых условий самовозбуждения АГ необходимо в цепи ОС дополнительно осуществить сдвиг по фазе на φос=180°. Это в АГ с индуктивной ОС осуществляется фазированием индуктивной ОС. Её подключают так, чтобы напряжение ULСБ было противофазно напряжению на контуре, т. е. индуктивности Lk и LСВ должны быть включены встречно.

Характеристика схемы (рис.4).Транзисторный диапазонный автогенератор собран по трёхточечной схеме с автотрансформаторной ОС, с комбинированным напряжением смещения на базе: от источника Е_К через делитель R1R2 и автоматическое смещение за счет I_К₀, создаваемое на резисторе R_Э. Питание коллекторной цепи последовательное через колебательный контур. Включение КК в нагрузку не полное, что уменьшает влияние нагрузки на частоту АГ.

Рис.4

В кварцевых АГ, построенных по трёхточечной схеме, на генерируемой частоте кварцевая пластина имеет индуктивный характер сопротивления, т. е. f_ГЕН лежит в пределах f₀₁ − f₀₂. Включая кварцевый резонатор между коллектором и базой, получим АГ по схеме ёмкостной трёхточки (рис.5), включая кварцевую пластину между базой и эмиттером, получим АГ по схеме индуктивной трёхточки (рис.6).

Рис.5

Рис.6

В схеме АГ (рис.6) колебательный контур L_KC_K настроен на частоту несколько меньшую, чем частота генерируемых колебаний, с таким расчётом, чтобы контур на генерируемой частоте имел индуктивный характер сопротивления.

На практике наиболее часто используется схема ёмкостной трёхточки, т. к. она наиболее просто реализуется.

Контрольные вопросы

1. Приведите схему ёмкостной трёхточки и объясните принцип работы.

2. Приведите схему индуктивной трёхточки и объясните принцип работы.

3. Особенности кварцевых АГ.

Лекция 10

План

1.Общие сведения о синтезаторах частот

2. Характеристики качества синтезатора частоты

3. Прямой аналоговый синтез

4. Косвенный синтез частоты на основе фазовой автоподстройки

5. Прямой цифровой синтез

6. Структура DDS

Общие сведения о синтезаторах частот

В приемопередающей аппаратуре широко используются различные методы синтеза дискретного множества (сетки) гетеродинных частот fг1,…, fгi,…, fгn из одной эталонной частоты fэт. В синтезаторах частоты (СЧ) не только формируются указанные частоты, но и выделяются колебания любой из них без ухудшения стабильности. Последняя должна определяться только эталонным (опорным) генератором (ЭГ), использующим для фиксации значения fэт прецизионный кварцевый резонатор или квантовый стандарт. Функциональная схема включения ЭГ и СЧ приведена на рисунке, на котором принято, что выходной сигнал е_СЧ(t) имеет частоту fгi.

Рис.1.Функциональная схема синтезатора частоты.

Алгоритм работы СЧ задается системой управления (СУ). Если в приемнике используется не одно, а несколько преобразований частоты, то на разных выходах СЧ необходимо одновременно иметь соответствующее число гетеродинных частотных «подставок».

Показатели, характеризующие работу СЧ, можно разделить на несколько групп.

К первой относят: диапазон частот fг, шаг сетки частот (разрешающая способность) fш, число дискретных частот п, относительная нестабильность частоты δг.

Во вторую — динамическую - входят: быстродействие (время t_уст, в течение которого устанавливается стационарный режим в СЧ) и вид переходного процесса.

Третья — спектральная — позволяет оценить фильтрующие свойства СЧ, т.е. способность его выделять колебания полезной частоты на фоне помех. Спектральные показатели задаются в виде норм на «чистоту» спектральной линии сигнала е_СЧ(t). Они могут задаваться как в частотной, так и во временной области. В первом случае речь идет о допустимых уровнях мощности детерминированных (Рдет) или случайных (Рсл) помех, а во втором — о паразитном отклонении частоты либо набеге фазы колебаний за время наблюдения.

Более распространены частотные представления, согласно которым вводят параметры, определяющие отношение сигнал/помеха на выходе СЧ: D_дет = Рсч1Рдет и D_сл = Р_СЧ /Рсл где Р_СЧ - мощность полезного сигнала с частотой fгi. Значение Dдет измеряется обычно в децибелах, т.е. Dдет= 101g (Рсч1Рдет). Для характеристики D_сл внутри полосы пропускания канала связи (внутриполосные помехи), в котором работает приемник, используются спектральные плотности мощности (СПМ) паразитных отклонений частоты (ПОЧ) или фазы (ПОФ): S_f(F) или S_φ(F), где F - частота анализа (отстройки) от несущей частоты fгi.

К четвертой группе показателей относятся энергопотребление, номиналы питающих напряжений, допустимая пульсация и т.п. Пятая (одна из важнейших) включает в себя массогабаритные показатели, элементную базу, надежность, серийноспособность и др.

Характеристики качества синтезатора частоты

Еще недавно прямые цифровые синтезаторы частоты (Direct Digital Synthesizers, DDS) имели ограниченную область применения. Их широкое использование сдерживалось сложностью реализации, а также недостаточно широким диапазоном рабочих частот. Несмотря на то, что в настоящее время наиболее популярны синтезаторы на основе фазовой автоподстройки частоты (PLL), все чаще применяются прямые цифровые синтезаторы, имеющие ряд уникальных возможностей. DDS уже не воспринимаются разработчиками как сложные, непонятные и дорогие устройства.

Под термином «синтезатор частоты» понимают электронное устройство, способное формировать из опорной частоты на выходе требуемую частоту или набор частот, согласно управляющим сигналам. Наиболее распространенными являются следующие методы синтеза частот:

· прямой аналоговый синтез (Direct Analog Synthesis, DAS) на основе структуры смеситель/фильтр/делитель, при котором выходная частота получается непосредственно из опорной частоты посредством операций смешения, фильтрации, умножения и деления;

· косвенный (indirect) синтез на основе фазовой автоматической подстройки частоты (Phase Locked Loop, PLL), при котором выходная частота формируется с помощью дополнительного генератора (чаще всего это генератор, управляемый напряжением — Voltage Controlled Oscillator, VCO), охваченного петлей фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ);

· прямой цифровой синтез (Direct Digital Synthesis, DDS), при котором выходной сигнал синтезируется цифровыми методами;

· гибридный синтез, представляющий собой комбинацию нескольких методов, описанных выше.

Каждый из этих методов синтеза частот имеет преимущества и недостатки, следовательно, для каждого конкретного приложения нужно делать выбор, основанный на наиболее приемлемой комбинации компромиссов. К основным параметрам, характеризующим качество синтезатора частоты, относятся:

· чистота спектра выходного сигнала (уровень побочных компонентов и уровень шума);

· диапазон перестройки (полоса частот выходного сигнала);

· скорость перестройки;

· частотное разрешение;

· количество генерируемых частот;

· гибкость (возможность осуществления различных видов модуляции);

· неразрывность фазы выходного сигнала при перестройке.

Прямой аналоговый синтез

Структурная схема прямого аналогового синтезатора показана на рис.2. Этот метод синтеза называют прямым, потому что в нем отсутствует процесс коррекции ошибки. Следовательно, качество выходного сигнала напрямую связано с качеством опорного сигнала. Фазовый шум такого синтезатора достаточно низок вследствие прямого синтеза. Перестройка по частоте может быть очень быстрой. Одной из важных особенностей DAS-синтезатора на основе смесителя/фильтра является возможность вернуться на любую частоту и продолжать работать в той же фазе, как если бы перехода не было вообще. Этот эффект называют «фазовой памятью». Для перестройки по частоте используется переключаемый банк опорных генераторов. Это удобно, например, для радиостанций с небольшим количеством каналов. Но для перекрытия широкого диапазона частот потребуется большое количество опорных генераторов, что является весьма дорогостоящим решением. Используя делители частоты, имеющие структуру смеситель/фильтр/делитель, можно уменьшить количество необходимых опорных генераторов, хотя и в этом случае возможности перестройки останутся более чем скромными.

Описание: 50_10000

Рис.2. Прямой аналоговый синтезатор частоты (DAS)

Косвенный синтез частоты на основе фазовой автоподстройки

Этот метод синтеза использует принцип сравнения частоты и фазы выходного сигнала, формируемого генератором, управляемым напряжением (VCO), с сигналом опорного генератора. Структурная схема такого синтезатора показана на рис.3. Обнаружение ошибки обеспечивает фазовый детектор (ФД), который работает на определенной частоте FC, называемой частотой сравнения. Эта частота получается путем деления частоты опорного генератора G на N. Частота выходного сигнала вначале делится на M, а затем сравнивается с частотой F_C. При отклонении частоты на выходе ФД появляется управляющее напряжение, воздействующее на управляющий элемент VCO до исчезновения отклонения. Поскольку делители частоты имеют целочисленные коэффициенты деления, шаг сетки такого синтезатора определяет частота сравнения. Выходная частота определяется по формуле:

F_OUT = F_CxM = (F_CLK/N)xM = F_CLKx(N/M), (1)

где F_OUT — выходная частота; F_C — частота сравнения; N — коэффициент деления опорной частоты; M — коэффициент деления выходной частоты.

Описание: 50_20000

Рис.3. Синтезатор частоты на основе PLL

Другими словами, PLL-синтезатор умножает опорную частоту в N/M раз. Коэффициенты N и M могут задаваться микроконтроллером, хотя на практике число N при перестройке меняют редко, так как это влечет за собой изменение частоты сравнения (и, соответственно, шага сетки) и требует изменения параметров петлевого фильтра.

Фазовый детектор является источником дополнительных фазовых шумов. Попытка получить малый шаг перестройки частоты вынуждает работать на более низкой частоте сравнения, что требует понижения частоты среза петлевого фильтра. А это еще более увеличивает фазовые шумы. Быструю перестройку частоты в таком синтезаторе обеспечить также очень сложно.

Для получения малого шага перестройки по частоте иногда объединяют в одном синтезаторе несколько петель PLL. Однако многопетлевой PLL-синтезатор является весьма дорогим и громоздким устройством, что сдерживает его широкое применение.

Прямой цифровой синтез

В последнее время DDS уделяется пристальное внимание. Появление дешевых микросхем с DDS и удобных средств разработки делает их сегодня привлекательными для разных сфер применения.

DDS уникальны своей цифровой определенностью — генерируемый ими сигнал синтезируется со свойственной цифровым системам точностью. Частота, амплитуда и фаза сигнала в любой момент времени точно известны и подконтрольны. DDS практически не подвержены температурному дрейфу и старению. Единственным элементом, который обладает свойственной аналоговым схемам нестабильностью, является ЦАП. Высокие технические характеристики стали причиной того, что в последнее время DDS вытесняют обычные аналоговые синтезаторы частот. Основные преимущества DDS:

· очень высокое разрешение по частоте и фазе, управление которыми осуществляется в цифровом виде;

· экстремально быстрый переход на другую частоту (или фазу), перестройка по частоте без разрыва фазы, без выбросов и других аномалий, связанных со временем установления;

· архитектура, основанная на DDS, ввиду очень малого шага перестройки по частоте, исключает необходимость применения точной подстройки опорной частоты, а также обеспечивает возможность параметрической температурной компенсации;

· цифровой интерфейс позволяет легко реализовать микроконтроллерное управление;

· для квадратурных синтезаторов имеются DDS с I и Q выходами, которые работают согласованно.

Частотное разрешение DDS составляет сотые и даже тысячные доли герца при выходной частоте порядка десятков мегагерц. Такое разрешение недостижимо для иных методов синтеза. Другой характерной особенностью DDS является очень высокая скорость перехода на другую частоту. Синтезаторы на основе PLL используют обратную связь и фильтрацию сигнала ошибки, что замедляет процесс перестройки частоты. Для DDS скорость перестройки ограничена практически только быстродействием цифрового управляющего интерфейса. Более того, все перестройки по частоте в DDS происходят без разрыва фазы выходного сигнала. Поскольку выходной сигнал синтезируется в цифровом виде, очень просто можно осуществить модуляцию различных видов.

Параметры синтезатора частоты очень важны для аппаратуры связи. Являясь сердцем системы настройки, синтезатор в основном определяет потребительские свойства конкретного аппарата. Как с технической, так и с экономической стороны DDS удовлетворяет большинству критериев идеального синтезатора частоты: простой, высокоинтегрированный, с малыми габаритами. Кроме того, многие параметры DDS программно-управляемые, что позволяет заложить в устройство новые возможности. Современные DDS используют субмикронную CMOS-технологию, трехвольтовую логику, миниатюрные корпуса. Одновременно постоянно снижаются цены на них. Все это делает DDS очень перспективными приборами.

С процессами дискретизации и цифро-аналогового преобразования, который имеет место в DDS, связаны и некоторые ограничения:

· максимальная выходная частота не может быть выше половины тактовой (на практике она еще меньше). Это ограничивает области применения DDS областями HF и части VHF-диапазона;

· отдельные побочные составляющие выходного на выходе DDS могут быть значительными, по сравнению с синтезаторами других типов. Спектральная чистота выходного сигнала DDS сильно зависит от качества ЦАП;

· потребляемая DDS-мощность практически прямо пропорциональна тактовой частоте и может достигать сотен милливатт. При больших тактовых частотах DDS могут оказаться непригодными для устройств с батарейным питанием.

Структура DDS

Задача DDS — получить на выходе сигнал синусоидальной формы заданной частоты. Поскольку в DDS формирование выходного сигнала происходит в цифровой форме, совершенно очевидна необходимость цифро-аналогового преобразования. Это означает, что в структуре DDS должен быть ЦАП. На выходе ЦАП должен присутствовать ФНЧ для подавления образов выходного спектра, повторяющихся с периодичностью F_CLK (anti-aliasing filter). Для получения синусоидального сигнала на вход ЦАП необходимо подать последовательность отсчетов функции sin, следующих с частотой дискретизации F_CLK. Закон изменения функции sin во времени сложен и цифровыми методами просто не реализуется. Можно, конечно, используя полиномиальное представление, вычислять значения функции sin с помощью АЛУ. Однако такой метод вряд ли будет быстродействующим, а высокое быстродействие как раз является одним из основных требований к DDS. Поэтому наиболее подходящим методом формирования отсчетов функции sin является табличный метод. Перекодировочная таблица (Look Up Table) чаще всего размещается в ПЗУ. Код, который подается на адресные входы ПЗУ, является аргументом функции sin, а выходной код ПЗУ равен значению функции для данного аргумента. Аргумент функции sin или фаза, в отличие от значения функции, меняется во времени линейно. Сформировать линейно меняющуюся во времени последовательность кодов гораздо проще. Это способен сделать простой двоичный счетчик. Поэтому простейший DDS выглядит так: двоичный счетчик формирует адрес для ПЗУ, куда записана таблица одного периода функции sin, отсчеты с выхода ПЗУ поступают на ЦАП, который формирует на выходе синусоидальный сигнал, подвергающийся фильтрации в ФНЧ и поступающий на выход (рис.4). Для перестройки выходной частоты используется делитель с переменным коэффициентом деления, на вход которого поступает тактовый сигнал с опорного генератора.

Описание: 50_30000

Рис.4. Простейший прямой цифровой синтезатор

Такая структура DDS имеет очевидные недостатки. Основным из них является неудовлетворительная способность к перестройке по частоте. Действительно, поскольку тактовая частота испытывает деление на целое число, шаг перестройки будет переменным, причем чем меньше коэффициент деления, тем больше относительная величина шага. Этот шаг будет недопустимо грубым при малых коэффициентах деления.

Кроме того, при перестройке выходной частоты будет меняться и частота дискретизации. Это затрудняет фильтрацию выходного сигнала, а также ведет к неоптимальному использованию скоростных характеристик ЦАП — они будут в полной мере использованы лишь на максимальной выходной частоте. Гораздо логичнее всегда, независимо от выходной частоты, работать на постоянной частоте дискретизации, близкой к максимальной для используемого ЦАП.

Все недостатки описанной выше структуры могут быть устранены путем введения одного, но следующего решения — заменить адресный счетчик ПЗУ другим цифровым устройством, которое называется накапливающим сумматором. Накапливающий сумматор представляет собой регистр, который в каждом такте работы устройства перезагружается величиной, равной старому содержимому, плюс некоторая постоянная добавка (рис.5). Как и в случае со счетчиком, содержимое регистра линейно увеличивается во времени, только теперь приращение не всегда является единичным, а зависит от величины постоянной добавки. Когда накапливающий сумматор используется для формирования кода фазы, его еще называют аккумулятором фазы. Выходной код аккумулятора фазы представляет собой код мгновенной фазы выходного сигнала. Постоянная добавка, которая используется при работе аккумулятора фазы, представляет собой приращение фазы за один такт работы устройства. Чем быстрее изменяется фаза во времени, тем больше частота генерируемого сигнала. Поэтому значение приращения фазы фактически является кодом выходной частоты.

Описание: 50_40000

Рис.5. Прямой цифровой синтезатор на основе накапливающего сумматора

Действительно, если приращение фазы равно единице, то поведение накапливающего сумматора ничем не отличается от поведения двоичного счетчика. Но если приращение фазы будет равно, например, двум, то код фазы будет изменяться вдвое быстрее. При этом на ЦАП коды будут поступать с той же частотой, но будут представлять собой не соседние, а взятые через один отсчеты функции sin. Частота генерируемого сигнала при этом будет вдвое большей, а частота дискретизации останется прежней.

Аккумулятор фазы работает с периодическими переполнениями, обеспечивая арифметику по модулю 2N. Такое периодическое переполнение соответствует периодическому поведению функции sin с периодом 2p. Другими словами, частота переполнения аккумулятора фазы равна частоте выходного сигнала. Это частота определяется формулой:

F_OUT = MxF_CLK/2N, (1)

где F_OUT — выходная частота; F_CLK — тактовая частота; M — код частоты; N - разрядность аккумулятора фазы.

По существу, тактовая частота делится на некоторое число, которое определяется кодом частоты и разрядностью аккумулятора фазы. При этом шаг перестройки частоты не зависит от ее значения и равен

Δ F_OUT = F_CLK/2N. (2)

Из этого соотношения следует еще одно уникальное свойство синтезатора частоты на основе накапливающего сумматора: если увеличить разрядность N, то уменьшится шаг перестройки частоты. Причем особых ограничений здесь нет. Например, если разрядность накапливающего сумматора 32 бита, а тактовая частота составляет 50 МГц, то частотное разрешение составит порядка 0,01 Гц. Увеличение разрядности аккумулятора фазы не требует обязательного увеличения разрядности адреса ПЗУ. Для адресации можно использовать лишь необходимое количество старших разрядов кода фазы. Более детально этот вопрос будет рассмотрен ниже.

Для уменьшения объема ПЗУ можно использовать свойства симметрии функции sin. В большинстве DDS в ПЗУ содержится только 1/4 периода. Правда, при этом немного усложняется логика формирования адреса.

Таким образом, в DDS аккумулятор фазы формирует последовательность кодов мгновенной фазы сигнала, которая изменяется линейно (рис.6). Скорость изменения фазы задается кодом частоты. Далее с помощью ПЗУ линейно изменяющаяся фаза преобразуется в изменяющиеся по синусоидальному закону отсчеты выходного сигнала. Эти отсчеты поступают на ЦАП, на выходе которого формируется синусоидальный сигнал, состоящий из «ступенек». Они фильтруются аналоговым ФНЧ, и на его выходе получается синусоидальный сигнал.

Описание: 50_50000

Рис.6. Работа DDS

Выходной синусоидальный сигнал восстанавливается из отдельных отсчетов. Целое число отсчетов на период укладывается лишь в частном случае (рис.7, а). В большинстве случаев это не так, и на каждом новом периоде сигнала отсчеты находятся в новых местах (рис.7, б). Конечно, картина периодически повторяется, но период повторения может быть самым разным. Он зависит от кода частоты, разрядности аккумулятора фазы и от разрядности используемого кода фазы. В любом случае с равным успехом из последовательности отсчетов будет восстановлен сигнал синусоидальной формы.

Описание: 50_60000

Рис.7. Положение выборок исходного сигнала для разных частот.

Рассмотренная выше структура применяется во всех современных DDS. Объединение в одном чипе быстродействующего ЦАП и собственно DDS (так называемый полный DDS или Complete DDS) позволило получить весьма заманчивую альтернативу обычным синтезаторам на основе PLL. DDS, не имеющие встроенного ЦАП, иногда называют Numerically Controlled Oscillator (NCO), несмотря на то, что DDS не содержит никаких генераторов.

Кроме интегрированного ЦАП DDS могут иметь некоторые дополнительные цифровые блоки, выполняющие над сигналом различные дополнительные операции. Эти блоки обеспечивают большую функциональность и улучшенные пользовательские характеристики DDS. К ним относятся:

· встроенный умножитель опорной частоты;

· дополнительный цифровой сумматор для программирования фазы;

· инверсный sinc-фильтр для компенсации неравномерности АЧХ;

· дополнительный цифровой умножитель для амплитудной модуляции;

· дополнительный ЦАП для получения квадратурных сигналов I и Q;

· дополнительный компаратор с низким джиттером для получения цифрового тактового сигнала;

· дополнительные регистры частоты и фазы, которые могут быть заранее запрограммированы для осуществления высокоскоростной модуляции.

Контрольные вопросы

1. В чем заключаются особенности синтезаторов частот?

2. Перечислите характеристики качества синтезатора частоты.

3. Особенности прямого аналогового синтеза.

4. Особенности косвенного синтеза частоты на основе фазовой автоподстройки.

5. В чем заключаются преимущества цифрового синтеза частот?

6. В чем заключаются ограничения цифрового синтеза частот?

7. Приведите схему простейшего прямого цифрового синтезатора и объясните принцип работы.

8. Приведите схему прямого цифрового синтезатора на основе накапливающего сумматора и объясните принцип работы.

Лекция 11

План

1. Сеточная амплитудная модуляция

2. Базовая амплитудная модуляция

3. Анодная амплитудная модуляция

4. Коллекторная амплитудная модуляция

Сеточная амплитудная модуляция

Сеточной модуляцией называется управление колебаниями радиочастоты изменением напряжения на управляющей сетке лампы по закону изменения модулирующего сигнала.

Описание: 1

Рис.1

Модулирующее напряжение можно вводить в цепь любой сетки—управляющей, экранирующей или защитной. При модуляции на управляющую сетку различают две разновидности модуляции:

а) изменением напряжения смещения и б) изменением напряжения возбуждения, т. е. усилением модулированных колебаний.

Модуляция изменением смещения на управляющей сетке лампы осуществляется включением модулирующего напряжения в цепь управляющей сетки последовательно с напряжением смещения, как показано на рис.1. В результате такого включения напряжений в цепи сетки будут действовать три напряжения: постоянное напряжение смещения Е_C, напряжения возбуждения радиочастоты u_C=U_Ccosωt и модулирующее напряжение звуковой частоты u_Ω =U_Ωcosωt.

Описание: 1

Рис.2. Графики напряжений и токов при сеточной модуляции

Базовая амплитудная модуляция

Описание: 1

Рис.3

В транзисторных каскадах передатчиков модуляция на базу может осуществляться как изменением напряжения смещения, так и изменением напряжения возбуждения.

Для осуществления базовой модуляции смещением модулирующее напряжение вводится в цепь базы транзистора последовательно с напряжением смещения и напряжением возбуждения, как показано на рис. 6. Так как для осуществления модуляции необходим нелинейный элемент, то напряжение смещения выбирается таким, чтобы рабочая точка в исходном режиме находилась левее начала характеристики (точка А на рис.4,а). При этом в цепи базы протекает незначительный отрицательный ток I_{Б 0} (рис.4,а). Транзистор закрыт, и в цепи коллектора ток не протекает.

Описание: 1

Рис.4.Физические процессы при модуляции на базу смещением ( а,б,в)

Если в цепи базы кроме напряжения смещения и напряжения возбуждения включено и звуковое напряжение u_Ω =U_Ωcosωt, то результирующее напряжение е_Б = Е_{Б 0} + U_Ωcosωt + U_ω cos ωt . Так как напряжение звуковой частоты изменяется значительно медленнее, чем напряжение возбуждения, то напряжение звуковой частоты проявляется по отношению к напряжению возбуждения, как напряжение смещения. Поэтому при модуляции рабочая точка будет перемещаться по характеристике, как показано на рис.4,г (точки А— A'). В результате изменяются амплитуда импульсов коллекторного тока и угол нижней отсечки θ (рис.4,д). Поэтому в нагрузочном колебательном контуре амплитуда тока будет изменяться по закону звуковой частоты. Ток в цепи базы во время положительного полупериода звукового напряжения протекает в виде импульсов меняющейся полярности. Во время отрицательного полупериода ток в цепи базы—постоянный отрицательный.

Модуляционные характеристики коллекторного тока при базовой модуляции приведены на рис.5. Зависимость первой гармоники коллекторного тока I_K₁ от напряжения смещения E_Б называется статической модуляционной характеристикой. Она имеет нижний и верхний изгибы за счет изгибов статических характеристик транзистора. На основном рабочем участке статические модуляционные характеристики практически прямолинейны.

Рис.5. Модуляционные характеристики коллекторного тока при базовой модуляции смещением

Рабочую точку в режиме молчания надо выбирать на середине прямолинейного участка модуляционной характеристики, что достигается выбором соответствующего напряжения смещения Е_Б. В режиме максимальной мощности генератор работает в оптимальном режиме (точка I_к1 _макс на рис.5). Как видно из характеристик, модулируемый генератор при базовой модуляции все время работает в недонапряженном режиме, достигая оптимального режима только в моменты максимумов звукового напряжения. Поэтому КПД коллекторной цепи генератора при базовой модуляции смещением низкий, что ограничивает применение этого вида модуляции.

Базовая модуляция находит применение в качестве элемента комбинированной коллекторной модуляции.

При базовой модуляции возбуждением по закону изменения модулирующего напряжения изменяется амплитуда напряжения в цепи базы, а напряжение базового смещения и коллекторное напряжение не изменяются. При этом происходит усиление модулированных колебаний. Поэтому она возможна в режимах колебаний класса В, так и в режиме колебаний класса А. Однако режим колебаний класса А из-за низкого КПД применять нецелесообразно.

Достоинство базовой модуляции возбуждением в том, что модуляционная характеристика при соответствующем выборе режима генератора может быть более линейной, чем при базовой модуляции смещением. Кроме того, при выборе угла отсечки θ =90° можно получить углубление модуляции, то есть в коллекторной цепи 100%-ную модуляцию при глубине модуляции в базовой цепи меньше единицы.

Анодная амплитудная модуляция

Анодная модуляция с автоматическим смещением.

При анодной модуляции основным фактором, обуславливающим получение амплитудной модуляции является напряжение питания анодной цепи Е_а .

Описание: 1

Рис.6.

При анодной модуляции напряжение звуковой частоты U_Ω подается последовательно с напряжением анодного питания . В перенапряженном режиме генераторной лампы существует линейная зависимость I_a от анодного напряжения. Для выяснения основных отношений положим что строго линейны.

Описание: 1

Рис.7.Модуляционные характеристики

Итак, изменение анодного напряжения по закону низкой частоты:

Описание: 1

вызывает модуляцию первой гармоники I_a₁ исходя из линейной зависимости I_a₁от Е_а и учитываю предыдущие два выражения имеем

Описание: 1

Рис.8.Временные диаграммы анодных напряжения и тока при анодной модуляции

Достоинства по сравнению с модуляцией на сетку: для сеточной модуляции , для анодной . КПД порядка 75%. В режиме несущей частоты КПД очень высокий примерно в 2 раза больше чем при сеточной модуляции.

Коллекторная амплитудная модуляция

В транзисторных радиопередатчиках коллекторный модулятор. (рис. 9) являются транзисторными аналогами анодного ламповых модуляторов.

Описание: 1

Рис.9

u_ВЧ — напряжение модулируемых колебаний: Tp — низкочастотный трансформатор; C₁, С₂, L₁ — конденсаторы и катушка индуктивности развязывающих цепей по высоким и низким частотам; R и R₁ — резисторы делителя постоянного напряжения в цепи питания транзистора; Е_К — напряжение, подаваемое на коллектор транзистора. Транзистор Т с резонансным контуром из катушки индуктивности L и конденсатора С образуют управляемый усилитель колебаний с несущей частотой, коэффициент усиления которого изменяется при изменении u_M.

Контрольные вопросы

1. В чем состоит сущность процесса модуляции?

2. Перечислите основные виды модуляции.

3. Чем отличается немодулированный сигнал от модулированного?

4. Как осуществляется сеточная модуляция? В каком режиме по напряженности должен при этом генератор?

5. Как осуществляется базовая модуляция?

6. Как осуществляется анодная модуляция? В каком режиме по напряженности должен при этом генератор?

7. Как осуществляется коллекторная модуляция?

8. Приведите и объясните модуляционные характеристики при анодной модуляции.

9. В чем преимущества анодной модуляции по сравнению с сеточной модуляцией?

Лекция 12

План

1. Однополосная модуляция

2. Спектры БМ и ОМ сигналов

Однополосная модуляция

Для более эффективного использования мощности спектра АМ сигнала были предложены интересные решения:

1.исключить из спектра АМ сигнала несущую и передавать только две боковых полосы частот. При этом реализуется так называемая балансная модуляция (БМ) или передача на двух боковых полосах(ДБП).

2. из спектра ДБП исключить еще одну боковую полосу частот(верхнюю или нижнюю), поскольку каждая из них содержит полную информацию о модулирующем сигнале u_м(t). При этом уже получаем однополосную модуляцию (ОМ), т.е. модуляцию с одной боковой полосой – ОБП.

Аналитическое выражение БМ сигнала аналогично выражению для АМ сигнала, но в нем необходимо исключить спектральную составляющую с частотой несущей ω_o :

В общем случае для любого сигнала u_м(t) математическую модель ОМ сигнала можно представить в виде:

где знак минус относиться к описанию верхней боковой полосы, а знак плюс – нижней боковой полосы ;

u_м^*(t) – сигнал сопряженный по Гильберту с сигналом u_м(t).

Физический смысл интегрального преобразования Гильберта состоит в следующем: u_м^*(t) отличается от u_м(t) тем , что фазы всех его спектральных составляющих повернуты на π/2.

Спектры БМ и ОМ сигналов

Очевидными достоинствами БМ и ОМ сигналов являются увеличение эффективности использования мощности передатчика и соответственно повышение качества приема таких сигналов. При ОМ вдвое уменьшается ширина спектра модулированного сигнала, что позволяет во столько же увеличить число сигналов, передаваемых в заданной полосе частот. В связи с этим ОМ широко применяется в многоканальной связи с частотным разделением каналов.

Рис. 1.Способы получения однополосных сигналов.

Рис.2

1. Амплитуда несущей не нужна, существуют две боковые полосы с AM без несущей.

2. Без несущей, одна боковая полоса с AM.

3. Одна БП с AM с остатками несущей.

4. 0БП - AM с пилот-сигналом.

Существует два метода получения сигнала с одной боковой полосой (ОБП):

1. Метод фильтрации.

2. Метод фазирования.

Формирование сигнала однобоковой полосы первым методом в случае, когда модулирующее колебание состоит из суммы гармонических компонентов:

Рис.3.Формирование сигнала ОБП методом фильтрации

Колебание несущей частоты и модулирующий сигнал подаются на балансный модулятор или кольцевой модулятор, на выходе которого создается двухполосный сигнал без несущей. Далее ставится фильтр, пропускающий на выходе сигнал ОБП (верхней или нижней).

Рис.4.Схема кольцевого модулятора

Пусть входной сигнал u₁=U₁cosω₀t и u₂=U₂cosΩt, и требуется получить на выходе, например, только нижнюю боковую частоту u_вых=U_выхcos(ω₀-Ω)t. Записав это выражение в виде u_вых=U_выхcosω₀t+U_выхsinΩtsinω₀t, замечаем, что оно может быть сформировано в результате сложения колебаний, получающихся на выходе двух перемножителей колебаний (в качестве которых могут быть использованы БМ или КМ). Подавая на вход КМ₁ (рис. 13.4) сигналы u₁ и u₂, а на вход КМ₂ те же сигналы, предварительно повернутые по фазе на 90⁰ с помощью фазовращателей, получим на выходе каждого перемножителя (БМ₁ и БМ₂) напряжения пропорционально произведению двух входных сигналов U_вых1.2=аи_вх1 и_вх2.

На выходе сумматора будет и_вых=и_вых1+и_вых2=aU₁U₂cos(ω₀-Ω)t.

Для формирования верхней боковой полосы нужно в схеме ОПМ поставить вычитающее устройство вместо суммирующего.

Преимущества ОБП:

- отсутствие потерь мощности на передачу колебаний несущей частоты и одной боковой полосы, за счет этого можно увеличить мощность колебания, передаваемой боковой полосой, а, следовательно, и дальность действия системы связи;

- при отсутствии модулирующего сигнала (в режиме молчания) мощность передатчика не расходуется, так как колебание несущей частоты отсутствует;

- меньше занимаемая полоса частот, это позволяет увеличить число станций, работающих без взаимных помех в заданном диапазоне волн;

- более узкая полоса пропускания радиоприемных устройств, что дает возможностьснизить уровень помех на входе приемника;

- связь с ОБП может применяться при любом виде модуляции (АМ, ЧМ, ФМ).

Основное преимущество ОБП сигналов – двухкратное сокращение полосы занимаемых частот, что оказывается существенным для частотного уплотнения радиоканалов, например, при связи на КВ в условиях предельной загруженности частотного диапазона.

Недостатки:

- связь с использованием сигналов ОБП достигается за счет усложнения передающей и приемной аппаратуры. В приемной устройстве необходимо восстановить несущее колебание, должным образом синхронизированное с несущим (по подавленным) колебанием передатчика.

- огибающая сигнала ОБП не повторяет форму модулирующей функции

Контрольные вопросы

1. Что такое однополосная модуляция? В чем состоят её преимущества?

2. Какова структура однополосного сигнала?

3. Как осуществляется формирование однополосного сигнала?

4. Особенности формирования сигнала ОБП методом фильтрации.

5. Особенности формирования сигнала ОБП методом фазирования.

Лекция 13

План

1. Общие соотношения при ЧМ и ФМ

2.Методы получения ЧМ

3.Частотная модуляция в автогенераторах с помощью варикапа

Общие соотношения при ЧМ и ФМ

Модуляция называется угловой (УМ), если в колебании вида

u(t) = U_msin[ɷ₀t + Ф(t)]

в зависимости от модулирующего сигнала изменяется полная фаза (или просто фаза) φ(t) = ɷ₀t + Ф(t); здесь ɷ₀ — центральная или средняя частота колебания с УМ; U_m — неизменная амплитуда колебания.

Благодаря высокой помехоустойчивости угловая модуляция применяется в системах низовой радиосвязи различных диапазонов частот, в радиовещании в УКВ диапазоне, в звуковом сопровождении телевизионного вещания, в наземной радиорелейной связи прямой видимости, тропосферной и космической связи. Кроме того, УМ используется в радиотелеметрии, системах радиоуправления, некоторых системах радионавигации и радиолокации. Телеграфные сигналы и цифровая информация в настоящее время передаются преимущественно путем частотной и фазовой манипуляций.

Известно, что УМ обеспечивают лучшую помехоустойчивость и более высокие энергетические характеристики, чем AM, однако для этого ей требуется большая необходимая полоса частот (НПЧ).

Модулирующий сигнал в общем случае имеет сложную форму, и анализ процессов, происходящих в передатчике, затруднен. Многие задачи решаются просто, если считать, что модуляция производится одним тоном. Принимая это упрощение, УМ сигналы будем представлять выражением

u(t) = U_m cos(ɷ₀t + msinΩt),

где Ω — частота модулирующего колебания; т — индекс модуляции.

Модуляция называется частотной (ЧМ), если девиация (отклонение) частоты ∆ɷ от среднего значения ɷ₀ пропорциональна U_Ω и не зависит от частоты Ω, т. е. если индекс модуляции т пропорционален U_Ω и обратно пропорционален Ω. Таким образом для ЧМ:

т = кU_Ω/Ω = ∆ɷ /Ω, (1)

где к — коэффициент пропорциональности.

Мгновенное значение частоты для ЧМ найдем как производную фазы по времени:

ɷ = dφ/dt = d[ɷ₀t + ∆ɷsinΩt/Ω]dt = ɷ₀ + ∆ɷcosΩt, (2)

Из этих выражений видно, что при неизменной амплитуде модулирующего сигнала девиация частоты при ЧМ неизменна.

Как известно - при модуляции одним тоном спектр ЧМ колебаний линейчатый, содержит составляющую средней частоты ɷ₀ и бесконечное множество составляющих боковых частот (ɷ₀±pΩ, p=1,2, 3,...). Относительные амплитуды составляющих спектра пропорциональны функциям Бесселя первого рода J_p(m) порядка р от аргумента т:

Спектры сигналов при m=1,4 и 8 представлены на рис.1 в качестве примера. Цифры около спектральных составляющих указывают их значение в процентах относительно немодулированной несущей. Характер зависимости функций Бесселя от аргумента представлен графиками на рис.14.2. При J_p < 0 соответствующие спектральные составляющие изменяют фазу на 180°, что не отражено на рис.1. Отметим, что функция J₀(m) проходит через нуль при т ≈ 2,4; 5,5; 8,6;... Отсюда следует, что составляющая спектра с частотой ɷ₀ в модулированном сигнале может отсутствовать. По этой причине частоту ɷ₀ называют средней или центральной частотой ЧМ сигнала, а не несущей, как ее называют в спектре AM колебаний. Амплитуды боковых составляющих при р≈т имеют максимум и при р>т быстро убывают с увеличением р (рис.2).

Рис.1. Спектр сигналов с угловой модуляцией при различных индексах модуляции

Рис.2.Графики функций Бесселя первого порядка

Множитель (-1)^р показывает, что фазы нижних нечетных боковых составляющих повернуты на 180° относительно того положения, которое занимают аналогичные составляющие при амплитудной модуляции. Так в спектральном и векторном представлениях проявляется постоянство амплитуды колебания с УМ.

При угловой модуляции средняя мощность модулированного колебания не изменяется по сравнению с мощностью Р_н немодулированного колебания, так как амплитуда остается постоянной. Однако происходит значительное перераспределение мощностей между колебанием Р_н и суммарной мощностью боковых составляющих.

На рис.3 представлены эти зависимости. Характерно, что при т > 1 основная часть мощности приходится на долю боковых составляющих, которые несут информацию. Этим и объясняются более высокая помехоустойчивость и хорошие энергетические показатели при угловой модуляции.

Рис.3.Соотношения мощностей боковых составляющих и колебаний центральной (средней) частоты

Напомним, что при AM на долю боковых составляющих приходится не более 50 % мощности несущего колебания или не более 1/3 излучаемой средней мощности.

Основные характеристики и показатели качества при угловой модуляции, как и при других видах модуляции, определяются статической модуляционной характеристикой (СМХ) ɷ(Е_мод), где E_мод — постоянное напряжение, подаваемое на вход модулятора (рис.14.4,а). Эта характеристика должна быть достаточно линейной в пределах требуемых девиаций и иметь высокую крутизну S = dɷ/dE_MOД._.Нелинейность СМХ вызывает нелинейные искажения, которые при ЧМ состоят в том, что при модуляции гармоническим сигналом

u_m(t) = E₀ + U_ΩcosΩt

девиация частоты оказывается

∆ɷ(t) = ∆ɷ₁cosΩt + ∆ɷ₂cos(2Ωt + ɷ ₂) + ∆ɷ₃cos(3Ωt + ɷ ₃) + … .

Коэффициенты нелинейных искажений по второй и третьей гармоникам К₂=∆ɷ₂/∆ɷ₁; К₃=∆ɷ₃/∆ɷ₁ и т. д. Динамические модуляционные характеристики — амплитудная и частотная представлены на рис.4,б и рис.4,в соответственно. Качество угловой модуляции характеризуется еще уровнями шума, фона и динамическим диапазоном сигнала.

Рис.4. Основные характеристики при угловой модуляции: а) - статическая модуляционная; б) - амплитудная или динамическая модуляционная; в) - частотная динамическая модуляционная

При определении практической ширины полосы частот (Π), занимаемой сигналом с угловой модуляцией, учитываются составляющие спектра с амплитудами не менее 1 % амплитуды немодулированного сигнала, при этом полоса определяется приближенным соотношением П ≈2 F_M (m+ + 1).

Поскольку при ЧМ индекс модуляции т = ∆f /F_M убывает с ростом F_M, к тому же составляющие спектров реальных модулирующих сигналов максимальны в области частот 0,7... 1,5 кГц и с ростом F_M убывают, на верхних модулирующих частотах ухудшается соотношение сигнал-шум принимаемого сигнала, что ведет к снижению качества в вещании или помехоустойчивости (разборчивости речи) в связи. Для устранения этого недостатка обычно применяют предварительную коррекцию (частотные предыскажения) модулирующего сигнала таким образом, чтобы с возрастанием F_M пропорционально возрастала амплитуда (или, как называют, коррекция 6 дБ на октаву). При такой коррекции ЧМ передатчик по существу излучает ФМ сигнал, и если в приемнике осуществляется частотное детектирование, то после него производится обратная коррекция.

Методы получения ЧМ

Существуют прямые и косвенные методы получения ЧМ колебаний. При прямых методах модулирующее колебание непосредственно воздействует на частоту ɷ (рис.5,а) радиочастотного (РЧ) колебания.

В этом случае частотный модулятор представляет собой автогенератор, в контур которого включен реактивный элемент, управляемый модулирующим сигналом (рис.5,в).

Косвенные методы предполагают получение нужного вида угловой модуляции осуществлением другой модуляции и соответствующим преобразованием сигнала. Так как частота и фаза гармонического колебания взаимосвязаны (ɷ=dφ/dt) ЧМ колебание можно получить, осуществляя модуляцию по фазе, но при этом необходимо устранить зависимость девиации частоты Δɷ от частоты модуляции Ω, присущую ФМ (рис. 5,д). Это нетрудно выполнить, пропустив модулирующий сигнал через цепь с коэффициентом передачи, пропорциональным 1/Ω (рис. 5,д). Девиация фазы на выходе такого устройства ∆φ = kU_Ω/Ω, а девиация частоты при этом ∆ɷ = kU_Ω будет зависеть только от амплитуды U_Ω, что характерно для ЧМ.

Рис. 5. Схемы прямого (а, в и б, г) и косвенного( д, е) методов получения частотной и фазовой модуляций

В некоторых передатчиках УКВ ЧМ вещания и звукового сопровождения телевидения, находящихся в настоящее время в эксплуатации, применен косвенный метод получения ЧМ с использованием импульсно-фазового модулятора (рис.6). Гармонические колебания от высокостабильного кварцевого генератора (G1) преобразуются в короткие импульсы, которыми синхронизируется генератор пилообразного напряжения (G2), обеспечивающий высокую нелинейность «пилы». В импульсно-фазовом модуляторе—компараторе (К) происходит сравнение модулирующего сигнала U_Ω с пилообразным, и в момент их совпадения на выходе появляется импульс, причем фаза импульса изменяется в пределах до 300°, т. е. ∆φ_max≈±140... 150° при достаточно высокой линейности модуляционной характеристики (К_н_и ≈ 1...2 %). Однако для нижней частоты модулирующего сигнала обеспечивается первичная девиация частоты ∆f = ∆φF_н= 2,6 рад · 30 Гц = 78 Гц, и для получения на выходе ∆f_вых = 50 кГц необходимо далее применить умножение частоты в N = 50·10³/78 ≈ 640 раз, что вызывает значительные фазовые шумы.

Рис.6. Структурная схема импульсно-фазового модулятора

Используется также схема комбинированной частотно-фазовой модуляции (рис. 7), где спектр модулирующих частот разделяется ФНЧ и ФВЧ с примерно одинаковой частотой среза Ω₀ . Нижними частотами 0... Ω₀ производится непосредственная ЧМ кварцевого генератора, а верхние частоты Ω₀... Ω_max после соответствующего предыскажения 1/Ω производят косвенную ЧМ с использованием фазового модулятора; при этом достигается высокая стабильность центральной частоты, не требуется умножение частоты во много раз и можно осуществить модуляцию широким спектром модулирующих частот.

Для осуществления ЧМ необходимы управляемые реактивности (УР), которые характеризуются номинальными значениями емкости или индуктивности, коэффициентом перекрытия К_с = C_max/C_min или К_с = L_max / L_min определенным законом зависимости С(e_ynp) или L(i_ynp), добротностью Q, реактивной мощностью и др.

Наиболее распространены для ЧМ и перестроек на малом уровне сигнала полупроводниковые емкости — варикапы, использующие барьерную емкость запертого р-п перехода: С_В = С₀(1 + е_в/φ_к)-^γ, где φ_к — контактная разность потенциала полупроводника (φ_к=0,3...0,6 В); е_в — запирающее напряжение на р-п переходе, В; С₀ — емкость варикапа при е_в = 0; γ — показатель нелинейности варикапа.

Рис. 7. Структурная схема комбинированного ЧМ-ФМ модулятора

Значение γ определяется технологией изготовления р-п перехода, точнее, законом распределения примесей по толщине перехода. При линейном изменении концентрации примесей (плавный переход) γ = 1/3, при ступенчатом изменении (резкий переход) γ = 1/2. Возможны варикапы со «сверхрезким» переходом — для них γ≥1. Изготовляемые промышленностью варикапы имеют 1/3 < γ < 1/2 (ближе к 0,5).

Полупроводник с р-п переходом обладает и диффузионной емкостью С_д, которая примерно на два порядка больше барьерной; зависимость С_д(е) нелинейна, существенно зависит от температуры, обладает невысокой добротностью, и потому эта область характеристик диода в частотных модуляторах не используется. Эквивалентная схема барьерной емкости варикапа представлена на рис. 8,а, где к нелинейной емкости С_в добавлены последовательное сопротивление материала полупроводника r, шунтирующее обратное сопротивление р-п перехода, и сопротивление утечек R. Для достижения высокой добротности варикапа необходимо, чтобы R >> 1/ɷС_в >>r, при этом значение добротности

Q_в = [(1/ɷС_вR) + ɷС_вr] ^-1. (1)

Характеристики варикапа с барьерной емкостью представлены на рис. 8,б и рис. 8,в. Зависимости С_в(е) приведены для γ = 1/3, 1/2 и 1. Добротность варикапа согласно (1) возрастает с увеличением смещения и обычно уменьшается с увеличением частоты и возрастанием температуры. Температурная зависимость C_B(t°) сильно проявляется в области малых смещений, соизмеримых с φ_к. Коэффициент перекрытия варикапов по емкости составляет обычно 3...5, а отдельных типов — до 10.

Управляемая реактивность может быть получена искусственным путем: например, если на вход безынерционного усилительного элемента VT подавать возбуждение со сдвигом фазы на 90° по отношению к внешнему входному напряжению, то ток I_к будет сдвинут относительно напряжения U_кэ≈90° и эквивалентное сопротивление оказывается реактивным, а его значение зависит от коэффициента усиления. На рис. 9,а показана упрощенная схема реактивного транзистора, эквивалентного индуктивности при фазосдвигающих цепях (рис. 9,б). При использовании фазосдвигающих цепей (рис. 9,в) образуется эквивалентная емкость (условия работы: I_ф<<I_к; Z₁>>Z₂) и обеспечивается сдвиг фазы U_БЭ примерно 90° по отношению к U_КЭ.

Рис. 8. Эквивалентная схема (а) барьерной емкости варикапа и основные характеристики (б, в)

Рис. 9. Схема реактивного транзистора (а ) и фазосдвигающие цепи, обеспечивающие реализацию эквивалентного индуктивного (б) и емкостного (в) сопротивлений коллекторной цепи

Меняя токи, напряжения и усиление активного прибора, можно легко создавать искусственные управляемые реактивности различных значений, разных знаков и с большими коэффициентами перекрытия (управления). Реактивный транзистор, используемый в возбудителе ЧМ передатчика, обеспечивает значительно большую девиацию частоты и меньшие искажения, чем варикап.

Широкополосная ЧМ может быть реализована в автогенераторе на транзисторе в схемах с запаздывающей обратной связью с помощью управления временем задержки (или фазовым углом) в цепи обратной связи. При этом усилительная часть автогенератора не должна иметь выраженных резонансных свойств и определять значение генерируемой частоты; усилитель может быть широкополосным, апериодическим. Тогда генерируемая частота, определяемая балансом фаз, зависит в основном от угла обратной связи φ_ос. Такой модулятор обеспечивает, например, в пределах 30... 120 МГц высокую линейность СМХ (К_ни< 0,1 %) при крутизне более 200 МГц/В, а в полосе 70±20 МГц дифференциальное усиление менее 3%. Основной недостаток таких модуляторов — значительная температурная нестабильность частоты, что может быть устранено термостатированием автогенератора и применением систем автоматической подстройки частоты (АПЧ). Подобные модуляторы начинают применять в аппаратуре РРЛ и космических систем связи.

Частотная модуляция в автогенераторах с помощью варикапа

Частотный модулятор обычно представляет собой транзисторный LC-автогенератор, частота которого изменяется под действием модулирующего напряжения с помощью варикапа. Упрощенная (без цепей питания) схема модулятора представлена на рис. 16.1,а. На этой схеме показаны только реактивные сопротивления, от которых в основном зависит частота колебаний, возникающих в автогенераторе. Элементы С₁, С₂, С₃ и L образуют колебательный контур трехточечного автогенератора. Конденсатор С₄ для РЧ тока включен последовательно с варикапом, чтобы разделить постоянные напряжения на варикапе и коллекторе транзистора, а при С₄, соизмеримой с С_в, обеспечить при необходимости частичное подключение варикапа к контуру автогенератора.

Зависимость частоты колебаний ɷ от модулирующего напряжения е_Ω описывается системой уравнений:

С_в= ʄ₁(е) = Со(1+е/φ_к)^γ; (16.1)

С_к=ʄ₂(е) = {(С_в + С₄)/[С_В(С₃ + С₄) + С₃С₄] + 1/С₁ + 1/С₂}^-1; (16.2)

. (16.3)

Уравнение (16.1) определяет характеристику варикапа, (16.2) устанавливает зависимость полной емкости колебательного контура С_к от С_в, (16.3) — формула Томсона — определяет резонансную частоту контура. Использование этой формулы означает, что рассматривается случай, когда, во-первых, в автогенераторе выполняются все условия, при которых частота колебаний автогенератора близка к резонансной частоте контура; во-вторых, активные потери в контуре малы и резонансная частота может определяться без их учета.

Рис.16.1. Упрощенная схема автогенератора с ЧМ при помощи варикапа (а), характеристика варикапа и действующие на нем напряжения (б)

Определить интересующую зависимость ω= f(e) можно подстановкой уравнений (16.1) и (16.2) в (16.3). Напряжение на варикапе е = Е_Т + Δе, где Е_Т — напряжение смещения, соответствующее режиму молчания или «телефонной точке» модуляционной характеристики; Δе — мгновенное значение переменной составляющей напряжения;

е = Е_Т + U_ωcos ω t + U_ΩcosΩt. (16.4)

На рис. 2.10, б представлены характеристика С_в(е) согласно (16.1) для γ=0,5 и действующие на нем напряжения (16.4). Подставляя (16.4) в (16.1) и решая совместно с (16.2) и (16.3), можно получить относительно генерируемой частоты

ω=ω₀(1–Δ₀)+Δω₁cosΩt+Δω₂cos(2Ωt+Ψ₂)+Δω₃cos(3Ωt+Ψ₃)+…, (16.5)

где Δ₀ — относительное смещение центральной частоты при модуляции; Δω₁, Δ ω₂, Δω₃ — девиации основной частоты модуляции и ее гармоник, которые определяются параметрами варикапа, схемы, режимом.

Из (16.5) следует, что при ЧМ имеют место два нежелательных явления: изменяется значение центральной частоты на Δω₀; возникают нелинейные искажения по второй К₂=Δω₂/Δω₁, и третьей К₃=Δω₃/Δω₁ гармоникам (искажения более высоких порядков малы). Сдвиг центральной частоты объясняется в основном нелинейностью С_в(е); при модуляции приращение емкости в положительный полупериод оказывается больше, чем уменьшение ее ΔС^(-) в отрицательный полупериод модуляции (рис. 16.1,б).

Среднее значение емкости возрастает, а частота генератора ω понижается. Сдвиг Δ₀ω₀ зависит от U_Ω и может быть уменьшен только с помощью линеаризации статической модуляционной характеристики и нелинейного предыскажения модулирующего сигнала. Варикап может подключаться к контуру автогенератора параллельно (рис.16.2,a,б), последовательно (рис.16.2,в,д) и комбинированно с частичным включением (рис.16.2,г). При этом следует учитывать, что в реальных схемах всегда имеется начальная емкость контура С₃. Для параллельного включения варикапа (рис. 16.2,б) из (16.5) можно получить соотношения

Δω/ω₀ = 0,5γ( 1 + С₃/С_Т)^-1U_Ω/(φ_к + Е_T); (16.6)

К₂ = 0,25[2(1/γ+ 1) (1 + С₃/С_Т)^-3]Δω/ω₀. (16.7)

При последовательном включении варикапа в контур (рис. 16.2,в) справедливы соотношения

Δω/ω₀ = 0,5γ( 1 + С_Т/С₄)^-1U_Ω/(φ_к + Е_T); (16.8)

К₂ = 0,25[2(1/γ+ 1) (1 + С_Т/С₄)]Δω/ω₀. (16.9)

Описание: Безымянный

Рис. 16.2. Варианты способов включения варикапа в контур автогенератора

Обычно необходимо обеспечить заданную девиацию Δω, тогда из (16.6) и (16.8) при определенных параметрах схемы можно найти необходимую амплитуду U_Ω. Для уменьшения искажений следует в первой схеме уменьшать С₃, а во второй — увеличивать С₄; в обоих случаях схема приближается к идеальному случаю (рис.16.2,а). С энергетической точки зрения влияние управляемой реактивности на частоту автогенератора определяется относительным значением реактивной мощности контура, приходящейся на долю УР. Из (16.7) и (16.9) следует, что искажения можно уменьшить, используя варикапы со сверхрезким переходом (γ≥1). Применение варикапов с резким переходом (γ= 0,5) увеличивает искажения в 3 раза. Уменьшению искажений способствует выбор меньшей величины |Е_Т|, так как при этом нужная девиация Δω обеспечивается при меньшей амплитуде U_Ω. Ограничения в этом направлении возникают при увеличении температурной нестабильности частоты (рис. 16.2,б) и необходимости работы с запертым переходом (U_ω+U_Ω)<|Е_Т|. В то же время должно выполняться условие (|E_т| + U_ω+ U_Ω)< U_дon. Значение U_ω определяется из расчета автогенератора и действующих на элементах контура напряжений, обычно U_ω ≤ (0,1...0,2)(φ_к + Е_Т).

Следует учитывать также, что с увеличением коэффициента включения варикапа в контур автогенератора ухудшается стабильность частоты из-за влияния ТКЕ (температурный коэффициент емкости) варикапа (обычно у варикапов ТКЕ = 10^-4 …10^-5 град^-1, а также возрастают шумы и ухудшается защищенность от интегральных помех, возникающих из-за нестабильности, пульсаций, наводок по цепям смещения и управления емкостью варикапа. Стабильность частоты и требуемые искажения обеспечивают с помощью дополнительных мер: введением системы АПЧ, коррекции и предыскажений. Обычно в ЧМ генераторах с Δf/f=10^-3 рекомендуется режим варикапа: Е_T ≈ - 5...10 В; U_ω = 1...5 В; U_Ω = 0,5...2 В.

Частотная модуляция кварцевого автогенератора имеет противоречие: с одной стороны, частота автогенератора стабилизируется от влияния внешних воздействий кварцевым резонатором, а с другой стороны, следует изменять частоту по закону модуляции. Принципы построения и схемы кварцевых автогенераторов разнообразны, но подавляющее большинство из них выполняется по осцилляторным схемам, где кварц играет роль индуктивности контура автогенератора, при этом генерируемая частота оказывается между частотами последовательного ω₁ и параллельного ω₀ резонансов кварца — ближе к первому. Поскольку параметры кварцевых резонаторов таковы, что С₀ >>С_кв, разница между частотами, Δω= ω₀ - ω₁, мала и определяется соотношением

Δω/ω_кв = (ω₀ - ω₁)/ ω₁≈0,5 С_кв/С₀, (16.10)

что составляет 10^-3...10^-4.

Изменение частоты кварцевого генератора возможно, но в еще меньших пределах, т. е. Δω_г/ω < 0,3Δω/ω_кв и составляет (2...3)·10^-4.

Для некоторых областей применения ЧМ, например подвижной связи в УКВ диапазоне, где необходима девиация Δf≈3...5 кГц, при f_раб>30 МГц и Δf/f_раб<2·10^-4 осуществление ЧМ в кварцевом генераторе оказывается приемлемым, кроме того, можно увеличить Δf, применив умножение частоты в тракте передатчика. Управляемую реактивность следует подключать к элементу контура, определяющему главным образом рабочую частоту, т. е. к кварцевому резонатору, последовательно или параллельно. На рис.16.3,а показаны четыре возможных варианта подключения управляющей емкости С_у или индуктивности L_у к кварцевому резонатору, а на рис 16.3,б — влияние этих вариантов на резонансные частоты кварца и возможную девиацию частоты :

- подключение С_у параллельно резонатору понижает частоту параллельного резонанса и уменьшает Δω;

- последовательное включение С_у повышает частоту последовательного резонанса ω₁, и также уменьшает Δω;

- последовательное включение L_y понижает частоту последовательного резонанса ω₁, и увеличивает Δω;

- параллельное включение L_y повышает ω₀ и также увеличивает Δω, однако мало влияет на характеристику X_кв(ω) в области последовательного резонанса, вблизи которого находится рабочая частота ω_г.

Рис. 16.3. Варианты способов подключения управляемых реактивностей к кварцевому резонатору (а) и их влияние на частоты резонансов кварцевого резонатора (б)

Наиболее благоприятным для ЧМ кварцевого генератора оказывается последовательное подключение к кварцевому резонатору L_y. При использовании для ЧМ варикапов можно легко образовать индуктивный элемент (рис.16.3,в), включив последовательно с варикапом катушку L_кор такой величины, чтобы ωL_Kop>1/ωС_в; при этом эквивалентная индуктивность такой цепи L_экв=L_кop-1/ω²С_в(е) зависит от смещения на варикапе.

Подключение последовательно с кварцевым резонатором цепочки L_кopC_B, эквивалентной индуктивности L_экв, понижает ω_г, и при определенных значениях L_коp может оказаться, что генерируемая частота ω_г меньше частоты последовательного резонанса кварцевого резонатора ω₁. Анализ работы ЧМ кварцевого генератора приводит к следующим соотношениям для девиации частоты и коэффициента искажений:

Δω/ω_г≈0,25(1 –υ_r)²(С_кв/С_вт) U_Ω /(φ_к + Е_T), (16.11)

, (16.12)

где ν_r = (ω_г – ω₁)/(ω₀ – ω₁) — нормированная частота.

Из (16.11) и (16.12) следует, что при ν<0 достигается большая девиация частоты и уменьшаются нелинейные искажения; этому соответствует режим работы с ω_г < ω₁ (график 2 на рис. 16.4).

Рис. 16.4. Графическое определение значения частоты колебаний, генерируемых кварцевым автогенератором, при модуляции с помощью варикапа при отсутствии (1) и наличии (2) корректирующей индуктивности

На рис. 16.5 в качестве примера приведена схема кварцевого генератора с ЧМ варикапами.

Описание: Безымянный

Рис. 16.5. Схема кварцевого транзисторного автогенератора с ЧМ при помощи варикапа и дополнительными стабилизирующими цепями

Автогенератор выполнен по схеме емкостной трехточки на элементах C₁, С₂, ветви L_П, кварце ZQ, варикапах VD_B и катушке L₁, имеющей результирующее индуктивное сопротивление. Для улучшения параметров и характеристик ЧМ кварцевого автогенератора применены дополнительные элементы: делитель R₁R'_KVD_K осуществляет нелинейную предкоррекцию модулирующего сигнала, снижает нелинейные искажения и уменьшает смещение центральной частоты под влиянием U; цепь L_KR_K способствует линеаризации статической модуляционной характеристики; делитель R₂R₃R'₃ обеспечивает компенсацию влияния изменений температуры на емкость варикапа, а следовательно, и на частоту автогенератора; встречное включение двух варикапов уменьшает влияние амплитуды РЧ напряжения U_ω на среднюю частоту ω₀; напряжение питания Е_к стабилизировано цепью R₈VD_СТ. Назначение остальных элементов автогенератора общеизвестно.

В кварцевых генераторах с возбуждением на гармониках кварца возможности управления частотой ухудшаются, так как сокращается относительная полоса частот между резонансами (2.17), потому что С₀≈const на гармонике и на основной частоте, а С_кв(n)/С₀ ≈ (1/n... 1/n²), где п — номер гармоники.

Контрольные вопросы

1.Дайте объяснение угловой и частотной модуляций.

2.Как связаны девиация частоты и индекс угловой модуляции с параметрами модулирующего сигнала при ЧМ?

3.Как определить, какой вид модуляции (ЧМ или ФМ) осуществляется в передатчике?

1.В чем особенности косвенного способа получения ЧМ и ФМ сигнала?

2. В чем особенности прямого способа получения ЧМ и ФМ сигнала?

3. Приведите структурную схему и объясните работу импульсно-фазового модулятора.

4. Приведите структурную схему и объясните работу комбинированного ЧМ-ФМ модулятора.

5. Как может быть реализована широкополосная ЧМ? Контрольные вопросы

6.Дайте объяснение угловой и частотной модуляций.

7.Как связаны девиация частоты и индекс угловой модуляции с параметрами модулирующего сигнала при ЧМ?

8.Как определить, какой вид модуляции (ЧМ или ФМ) осуществляется в передатчике?

9.В чем особенности косвенного способа получения ЧМ и ФМ сигнала?

10. В чем особенности прямого способа получения ЧМ и ФМ сигнала?

11. Приведите структурную схему и объясните работу импульсно-фазового модулятора.

12. Приведите структурную схему и объясните работу комбинированного ЧМ-ФМ модулятора.

13. Как может быть реализована широкополосная ЧМ?

14.Приведите упрощенную (без цепей питания) схему модулятора и поясните принцип работы.

15. Объясните, почему можно компенсировать нелинейные искажения в ЧМ сигнале, применяя цепи из линейных RLC-элементов?

15. Какие возможны решения для повышения стабильности средней частоты при ЧМ?

16. Приведите способы включения варикапа в контур автогенератора. В чем их особенности?

Лекция 14

План

1. Радиовещательные передатчики

2. Телевизионные передатчики

Радиовещательные передатчики

Построение структурных схем передатчиков с ОМ имеет ряд особенностей по сравнению, например, с передатчиками с АМ.

Первый метод заключается в том что в возбудителе рис.1,а на рабочей частоте формируется однополосный сигнал соответствующий желательному виду излучения, который подводится к мощному линейному усилителю ЛУ с линейной амплитудной характеристикой в пределах . Линейный усилитель содержит предварительные усилители ПК, мощный оконечный каскад- усилитель модулированных колебаний (ОК-УМК) и колебательную систему КС для согласования оконечного каскада с антенной и подавления гармоник. Наличие в ЛУ мощного оконечного каскада, электронные приборы которого для обеспечения линейной АХ должны работать в недонапряженном режиме, приводит к низкому промышленному кпд всего передатчика при усилении сигналов с переменной амплитудой. Благодаря простоте построено большинство таких передатчиков, поэтому их называют классическими.

Второй метод- это метод раздельного излучения спектральных составляющих (рис.1,б).

В возбудителе на рабочей частоте формируется на раздельных выходах колебание с несущей частотой и колебание в боковой полосе . Колебание несущей с постоянной амплитудой эффективно усиливается в предварительном усилителе ПУН, затем в оконечном усилителе и через колебательную систему подводится а к антенне А₁. Колебание боковой полосы с переменной амплитудой усиливается линейным усилителем, состоящим из предварительного усилителя ПБУ, оконечного ОК-УМК , колебательной системы КС и подвода к антенне А₂.

Антенны должны иметь одинаковые параметры, но должны быть разнесены в пространстве, чтобы исключить перекрестную модуляцию и обусловленные ею искажения, а значит взаимовлияние через антенные цепи оконечных каскадов передатчиков несущей и боковой.

Рис..1

Решая вопрос целесообразности необходимо учитывать, сложность и громоздкость комплекса с одной стороны. С другой стороны возможность обеспечить высокий промышленный кпд, приемлемый уровень искажений и незначительное излучение нежелательной боковой полосы.

Сущность третьего метода или метода Канна (рис.1, в) заключается в то что в возбудителе формируется однополосный сигнал соответствующий нужному типу излучения, затем составляющие сигнала- огибающая и ВЧ колебание с угловой модуляцией разделяются и подводятся к разным выходам. Колебание с угловой модуляцией и постоянной амплитудой усиливается в предварительном усилителях и подводится к ВЧ входу оконечного каскада- перемножителя.

Колебание огибающей усиливается в мощном усилителе постоянного тока МУО и подводится к второму входу перемножителя. При реализации в ОК линейной операции перемножения в выходной цепи восстанавливается усиленный ОМ сигнал и через колебательную систему подводится к антенне.

Нелинейность операции перемножения, т.е. несоблюдение пропорциональности амплитуд между выходным сигналом и сигналом на любом из входов при неизменной амплитуде сигнала на другом входе приводит к неточному восстановлению сигнала с ОМ, т.е. нелинейным искажениям.

Телевизионные передатчики

В передающем устройстве (рис.2) телевизионный сигнал формируется в передающей трубке. Для построчной и кадровой развертки изображения на передающую трубку поступают два пилообразных напряжения от генераторов строчной и кадровой развёрток. При совместной работе обоих генераторов луч перемещается по экрану слева направо, прочерчивая строки изображения, а когда прочерчена последняя строка, луч скачком возвращается к началу нового кадра.

Рис.2

Поскольку каждая передаваемая строка должна вызывать синхронное свечение той же строки на экране телевизионного приёмника, в генераторах строчных и кадровых синхроимпульсов передатчика формируются и вместе с сигналом изображения передаются прямоугольные импульсы строчной и кадровой синхронизации – синхроимпульсы СИ.

Для гашения луча в передающей трубке при возврате его из конца одной строки к началу другой, а также при смене кадров изображения генерируются строчные и кадровые гасящие импульсы. Синхронизирующие и гасящие импульсы, а также начало развёрток должны быть согласованы по времени, и поэтому они вырабатываются из колебания одного задающего генератора.

Структура полного телевизионного сигнала представлена на рис.3.

Рис.3

Телевизионный сигнал подаётся на катод приёмной трубки (кинескопа).

Вследствие этого более тёмным участкам изображения должен соответствовать видеосигнал с более высоким потенциалом, чем светлым. На рис.3 пунктиром показаны уровни чёрного и белого. При уровне чёрного кинескоп закрыт, и экран не светиться. При уровне белого свечение экрана максимально.

Между уровнями белого и чёрного размещается видеосигнал 1, все вспомогательные сигналы: гасящие строчные 2, кадровые 3 и синхроимпульсы строчные 4 и кадровые 5 передаются выше уровня чёрного.

После модуляции и усиления полный телевизионный радиосигнал излучается турникетной антенной в пространство.

Радиосигнал звукового сопровождения формируется методом частотной модуляции.

Структурная схема передачи цветной телевизионной системы представлена на рис.4.

Рис.4

Световой поток от изображения пройдя через объектов О, попадает на цветоразделительные зеркала ЦРЗ₁ и ЦРЗ₂ , где формируются световые потоки красного R, зелёного G и синего B цветов, которые с помощью зеркал З₁ и З₂направляются на соответствующие телевизионные передающие трубки ПТ₁ , ПТ₂ и ПТ₃ , объединённые в одной колбе, на выходе которых формируются электрические видеосигналы E_R , E_G , E_B . Видеосигналы через соответствующие усилители поступают на электрическую матрицу, на выходе которой формируются сигналы E_Y , E_R − E_Y , E_B − E_Y . Сигнал E_Y поступает на вход амплитудного модулятора АМ, на другой вход которого подаётся колебание несущей частоты изображения f_O . На выходе АМ формируется амплитудно-модулированный сигнал, несущий информацию о яркости отдельных элементов изображения. Цветоразностные сигналы E_R − E_Y , E_B − E_Y после ограничения спектра в фильтрах нижних частот (ФНЧ) поступают на частотные модуляторы (ЧМ), на которые также подаются колебания поднесущих частот f_O +f_OR и f_O + f_OB . Электронный коммутатор поочередно (через строку) пропускает ЧМ сигналы. Эти сигналы вместе с амплитудно- модулированным сигналом яркости после усиления в усилителе мощности поступают в антенну телевизионного передатчика, которая излучает ЭМВ. В схеме цветного телевизионного передатчика имеются ещё генератор синхроимпульсов и генераторы развертки, которые на схеме не показаны. Передача звука производиться так же, как и в чёрно-белом телевидении.

Контрольные вопросы

1.В каких диапазонах частот работают радиовещательные передатчики?

2. Нарисуйте структурную схему радиовещательного передатчика.

3. Какой вид модуляции используется в радиопередатчике, работающем в длинноволновом диапазоне волн и в УКВ диапазоне?

4. Как выглядит спектр сигнала, излучаемого телевизионным радиопередатчиком?

5. Нарисуйте структурную схему телевизионного передатчика.

6. Как работают на общую антенну передатчики изображения и звука, не мешая друг другу? Какая в них модуляция сигнала?

Лекция 15

План

1. Назначение и типы радиоприемных устройств

2. Показатели радиоприемных устройств

Назначение и типы радиоприемных устройств

Радиоприемное устройство—одно из важнейших и необходимых элементов любой радиотехнической системы передачи сообщений. Оно обеспечивает: улавливание анергии электромагнитного толя, несущего полезное сообщение; усиление мощности полезного радиосигнала; детектирование; усиление мощности сигнала и преобразование его в сообщение, поступающее к получателю. В месте приема существуют посторонние электромагнитные поля, создаваемые источниками радиопомех естественного и искусственного происхождения. Эти электромагнитные поля искажают полезный сигнал и вызывают ошибки при приеме сообщений.

В приемнике предусматриваются автоматические регулировки усиления, избирательности, формы характеристик, обеспечивающие адаптацию приемника к изменяющимся условиям приема сигналов.

Необходимое усложнение приемника обусловлено повышенными требованиями к качеству приема сообщений. Это усложнение особенно характерно для профессиональных приемников связных, радиолокационных, радионавигационных, телеметрических и других специальных систем.

Таким образом, современное профессиональное радиоприемное устройство представляет собой адаптивный комплекс элементов, обеспечивающий оптимальную обработку смеси полезного сигнала и радиопомех. Этот комплекс обеспечивает три операции: 1) улавливание электромагнитных колебаний полезного радиосигнала из окружающего пространства и передачу их приемнику; 2) оптимальную обработку смеси сигнала и радиопомех с целью выделения первичного электрического сигнала, соответствующего сообщению (выделение спектра полезного сигнала, усиление, детектирование, декодирование); 3) преобразование первичного электрического сигнала в сообщение.

В соответствии с указанным структурная схема любого радиоприемного устройства содержит приемную антенну (А), приемник (Пр) и выходной прибор (ВП) (рис. 21.1).

Рис.21.1

На рис. 21.2 приведена структура деления приемных устройств.

1. По основному назначению—радиовещательные и профессиональные.

Группа радиовещательный приемных устройств отличается относительно простыми техническими решениями задач приема сообщений, ибо массовый выпуск радиовещательных приемников с особой остротой диктует экономическую .целесообразность подобного подхода к разработкам.

Группа профессиональных приемных устройств отличается более сложными техническими решениями, так как эти устройства работают преимущественно с одним .радиопередатчиком и затраты на приемное и передающее оборудование могут быть равноценными. Типичным примером реализации подобного подхода являются системы космической связи или связи через искусственные спутники земли (ИСЗ).

Каждая из групп, в свою очередь, делится на подгруппы., каждая из указанных подгрупп может быть разделена на подгруппы и т. д. (рис. 1.2).

Связные приемные устройства делятся на приемные устройства низовой, областной, магистральной и космической связи.

2. По роду работы—радиотелефонные; радиотелеграфные— слухового, пишущего или буквопечатающего приема; фототелеграфные и др.

3. По виду модуляции, используемой на линии связи, —(Приемники амплитудно-модулированных, частотно-модулированных, фазо-модулированных, импульсно-модулированных, однополосных и комбинированных сигналов.

4. По диапазону принимаемых волн согласно рекомендациям Международного Консультативного Комитета по радиочастотам (МККР) приемники бывают:

мириаметровых волн (100—10 км), километровых (10—1 км), гектометровьгх (1000—100 m), декаметровых (100—10 m), метровых (10—1 м), дециметровых (100—10 см), сантиметровых (10— 1 см), миллиметровых (10—1 мм), децимиллиметровых (1— 0,1 мм) и т. д. Приемник, включающий несколько из указанных диапазонов, называют всеволновьпм.

5. По способу построения тракта усиления сигналив до детектора .существуют приемники (прямого усиления и судергетеродинные с однократным, двухкратным либо многократным преобразованием частоты).

6. По способу питания—с автономным питанием от аккумуляторных или сухих батарей; сетевые, питаемые от сети достоянного или переменного тока; с универсальным питанием.

7. По месту установки —стационарные, .передвижные, самолетные, корабельные, автомобильные и др.

Рис.21.2

Показатели радиоприемных устройств

Диапазон рабочих частот определяется двумя граничными частотами ƒmin и ƒmax и коэффициентом перекрытия диапазона по частоте

В переделах диапазона приёмник может перестраиваться плавно или дискретно с интервалом между соседними частотами Δƒрч. В последнем случае общее количество частот, на которых может быть настроен радиоприёмник, рассчитывается по формуле

Чувствительность радиоприёмника характеризует его способность обеспечивать нормальный приём слабых сигналов. Количественно чувствительность радиоприёмника оценивается либо минимальной величиной ЭДС в антенне ЕА, либо минимальной мощностью радиосигнала в антенне РА, при которых обеспечивается требуемая мощность сигнала на выходе радиоприёмника при заданном отношении

где k=1,38 ·10-23Дж/град –постоянная Больцмана;

Т − абсолютная температура;

ΔFпр − полоса пропускания приёмника;

N − коэффициент шума линейного тракта приёмника;

rА − сопротивления антенны.

Коэффициент шума N показывает, во сколько раз реальный приёмник ухудшает отношение Uс/Uш на выходе линейной части приёмника по сравнению с идеальным приёмником, который дополнительных шумов не создаёт, а только усиливает сигнал + шум, создаваемый в антенне.

Избирательность (селективность) приемника – это способность приемника отделять полезный сигнал от мешающих. Она основана на использовании тех или иных различий полезных и мешающих сигналов: направления прихода (пространственная избирательность), времени действия (временная), поляризации (поляризационная), амплитуды (амплитудная), частоты (частотная), фазы (фазовая). Пространственная и поляризационная избирательности реализуются приемной антенной; временная (при приеме импульсных сигналов) достигается отпиранием приемника только на время действия полезного сигнала. Основное значение имеет частотная избирательность, реализуемая с помощью резонансных цепей и фильтров. Различают односигнальную и многосигнальную (эффективную, реальную) частотную избирательность. Односигнальная избирательность определяется АЧХ фильтров радиотракта приемника без учета нелинейных явлений при действии на входе одного сигнала (либо полезного, либо мешающего) (рис.22.1,а). Количественно односигнальная избирательность оценивается отношением уровня испытательного сигнала на частоте помехи fn к его значению на частоте полезного сигнала при неизменной настройке и одинаковом выходном напряжении, то есть отношением соответствующих коэффициентов усиления:

Следовательно характеристика односигнальной избирательности или кривая селективности (рис. 22.1,б), оценивающая ослабление помехи в зависимости от частоты расстройки обратна соответствующей АЧХ (рис.22.1,а). При этом учтено, что в отличие от АЧХ УНЧ для резонансных усилителей радиотракта приемника при построении АЧХ по оси частот удобнее откладывать не абсолютное значение частот, а значение расстройки частоты относительно настройки приемника

а) б)

Рис.22.1

Для повышения реальной избирательности приёмника необходимо:

- уменьшать уровень помехи путём включения на входе приёмника избирательного фильтра;

- применять в усилительных каскадах УЭ с большой протяжённостью линейного участка проходной характеристики.

Частотная точность приёмника определяет его способность устанавливать и поддерживать с допустимой погрешностью заданное значение частоты. Она определяет возможность вхождения в связь без поиска и ведение связи без подстройки. Количественно оценивается, как и в передатчиках относительной нестабильностью, δ_ПР=Δƒ_ПР/ƒ_С.

Для повышения надёжности радиосвязи погрешность установки частоты и её изменение в процессе работы компенсируется расширением полосы пропускания приёмника.

где ΔF_С – спектр принимаемого сигнала; Δƒ_ПР – абсолютная расстройка приёмника, определяемая его частотной точностью.

Расширение полосы пропускания для компенсации частотной нестабильности приводит к уменьшению чувствительности приёмника, т. к. при этом увеличивается его уровень шумов на выходе.

Искажения сигналов определяют качество воспроизведения первичных сигналов на выходе приёмника.

Различают нелинейные, амплитудно-частотные и фазо-частотные искажения.

Нелинейные искажения вызываются нелинейностью характеристик элементов приёмного тракта. Они проявляются в искажении формы первичных сигналов. Количественно они оцениваются коэффициентом гармоник.

где U2, U3,.... Un – амплитуды высших гармоник на выходе приёмника; U1 – амплитуда первой гармоники на выходе приёмника.

Амплитудно-частотные искажения обусловлены различием в коэффициенте усиления для различных составляющих спектра первичного сигнала. Они оцениваются амплитудно-частотной характеристикой АЧХ, представляющей собой график зависимости амплитуды первичного сигнала U_F на выходе приёмника от частоты F (рис. 22.2).

Рис.22.2

Часто для количественной оценки амплитудно-частотных искажений вместо АЧХ пользуются коэффициентом частотных искажений.

где U_FН и U_FВ – амплитуда первичного сигнала на выходе приёмника на нижней и верхней частотах спектра первичного сигнала; U_Fmax− максимальное значение амплитуды первичного сигнала на выходе приёмника на средней частоте спектра.

Фазочастотные искажения обусловлены нелинейностью фазовой характеристики приёмника, под которой понимается зависимость фазы ϕ первичного сигнала на выходе приёмника от частоты F (рис. 22.3).

Рис.22.3

Различные виды искажений по-разному влияют на различные виды принимаемых сигналов. Например, при приёме телефонных сигналов большое значение имеют нелинейные искажения, тогда как фазочастотные не существенны, поскольку человеческое ухо не реагирует на изменение фазы звуковых колебаний. В то же время при приёме радиоимпульсных сигналов фазочастотные искажения очень существенно искажают выходные видеоимпульсы.

Время перестройки приёмника определяет надёжность радиосвязи. В настоящее время перестройки исчисляется долями секунды.

Контрольные вопросы

1. В чем состоит назначение радиоприемника?

2. Приведите классификацию РПрУ.

3. Какие операции выполняет профессиональное радиоприемное устройство?

4. Дайте определение диапазона рабочих частот.

5. Что характеризует чувствительность приемника?

6. Что такое избирательность приемника?

7. Дайте определение частотной точности приёмника.

8. Опишите особенности нелинейных, амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений.

Лекция 16

План

1. Структурные схемы радиоприемных устройств

Структурные схемы радиоприемных устройств

Простейшая структурная схема РПрУ представлена на рис. 23.1. Принятый антенной радиосигнал с частотой fс поступает в тракт высокой частоты (ТВЧ), в котором осуществляются частотная избирательность и усиление, возможно преобразование частоты, амплитудная и временная избирательность. Детектор (Д) преобразует принимаемые модулированные сигналы в напряжение, соответствующее передаваемому сообщению, В тракте частоты модуляции FМ (ТЧМ) реализуется последетекторная обработка сигналов: усиление, дополнительные преобразования для ослабления действия помех, декодирование и разделение сообщений (в многоканальных системах).

Структурные схемы РПрУ различаются прежде всего построением ТВЧ. Наиболее простым является принцип построения приемника прямого детектирования (детекторного), структурная схема которого представлена на рис. 23.2, а.

Входная цепь (ВЦ) в виде резонансной системы или фильтра обеспечивает частотную избирательность РПрУ, настройка на частоту принимаемого сигнала осуществляется перестройкой или переключением ВЦ. Принципиальным является отсутствие усиления сигнала до детектора, ведущее к серьезному упрощению устройства приемника, но одновременно обусловливающее его низкую чувствительность и избирательность. Указанные недостатки такой схемы не устраняются наличием усилителя частоты модуляции (УЧМ). Вследствие этого в настоящее время РПрУ прямого детектирования применяются практически лишь в миллиметровом, децимиллиметровом и оптическом диапазонах волн.

Описание: Untitled-2

Рис.23.1.

Описание: Untitled-3

Рис.23.2

Схема приемника прямого усиления представлена на рис. 23.2, б. От описанного выше этот приемник отличается наличием усилителя радиочастоты (УРЧ) и, как следствие, значительно большими чувствительностью и избирательностью. Входная цепь и избирательные цепи УРЧ настроены на частоту принимаемого радиосигнала. на которой и осуществляется усиление, причем ВЦ обеспечивает предварительную, а УРЧ основную частотную избирательность и значительное усиление сигнала. В диапазонах, в которых определяющую роль в чувствительности РПрУ играют его собственные шумы, в качестве УРЧ используют малошумящий усилитель (МШУ). Перестройка такого приемника по частоте требует согласованной перестройки всех резонансных систем ВЦ и УРЧ.

При необходимости получения большого усиления УРЧ может содержать несколько каскадов, что сопряжено со снижением его устойчивости и общей избирательности приемника, затрудняет техническую реализацию перестройки по частоте. Трудности, связанные с многокаскадностью УРЧ, позволяет устранить в принципе использование регенеративных и сверхрегенеративных усилителей, обеспечивающих большее усиление на каскад. Однако такие усилители обладают повышенными искажениями, относительно низкой устойчивостью по отношению к дестабилизирующим факторам, повышенной вероятностью паразитного излучения. По этой причине они применяются редко, в частности в портативных приемниках СВЧ. При любых типах используемых УРЧ полностью преодолеть присущие схеме прямого усиления недостатки не удается, поэтому в настоящее время РПрУ с фиксированной настройкой применяются практически лишь в микроволновом и оптическом диапазонах.

Существенное улучшение большинства показателей РПрУ достигается на основе принципа преобразования частоты принимаемого сигнала — переноса его в частотную область, где он может быть обработан с наибольшей эффективностью. Самое широкое распространение во всех радиодиапазонах получила построенная на этом принципе схема супергетеродинного приемника (рис. 23.2, в). В таком приемнике сигналы частоты преобразуются в преобразователе частоты (ПЧ), состоящем из смесителя (См) и генератора вспомогательных колебаний - гетеродина (Г), в колебания фиксированной, так называемой промежуточной частоты , на которой и осуществляются основное усиление и частотная избирательность. Смеситель содержит нелинейный элемент или элемент с переменным параметром, поэтому в результате воздействия сигнала и колебаний гетеродина с частотой на его выходе возникают колебания с комбинационными частотами , где m, n — целые числа. Одна из этих комбинационных составляющих выделяется фильтром (резонансной системой) на выходе смесителя и используется в качестве новой несущей частоты выходного сигнала, усиливаемого затем усилителем промежуточной частоты (УПЧ). Обычно используется наиболее интенсивная комбинационная составляющая с m=1, n = 1 (простое преобразование), но иногда и с , n=1 (сложное или комбинационное преобразование). При этом можно использовать как разность частот frиfc (разностное преобразование), гак и их сумму (суммарное преобразование). При наиболее широко применяемом простом разностном преобразовании обычно =- («верхняя» настройка гетеродина), но возможна и «нижняя» настройка =-. В обоих случаях выбирается так, чтобы была ниже границы диапазона рабочих частот ().

Для того чтобы оставалась постоянной при перестройке приемника в некотором диапазоне частот, осуществляется сопряженная перестройка ВЦ, резонансных цепей УРЧ и гетеродина. Поскольку сигнал несет в себе полезную информацию, которая в процессе преобразования должна сохраняться, ПЧ должен быть линейным по отношению к сигналу, несмотря на принципиально нелинейный характер происходящих в нем процессов. Другими словами, при преобразовании частоты происходит перенос спектра сигнала в область промежуточной частоты без нарушения амплитудных и фазовых соотношений его составляющих.

Поскольку радиочастотные цепи обладают в большинстве случаев относительно широкой полосой пропускания, они обеспечивают лишь предварительную частотную избирательность (селекцию), вследствие чего ВЦ и УРЧ называют преселектором. Основная же избирательность приемника реализуется в тракте промежуточной частоты.

Чем выше частота принимаемого сигнала, тем сложнее в принципе достигнуть устойчивого малошумящего усиления в УРЧ.

Поэтому на коротких сантиметровых и особенно на миллиметровых и оптических волнах приемники чаще всего не имеют УРЧ, при этом функция предварительной избирательности ложится полностью на ВЦ, а к характеристикам преобразователя частоты, в частности шумовым, предъявляются повышенные требования.

Перенос сигнала на более низкую фиксированную частоту имеет следующие преимущества: возможность реализации высокого устойчивого усиления за счет ослабления роли паразитных обратных связей (ОС); сужение полосы пропускания без усложнения фильтрующих (резонансных) цепей; упрощение реализации УПЧ вследствие отсутствия необходимости перестройки. Однако преобразование частоты обусловливает и ряд особенностей супергетеродинного приема, требующих принятия специальных мер для нейтрализации их отрицательного влияния на показатели и характеристики РПрУ. К таким особенностям относят: образование побочных каналов приема, по которым в тракт РПрУ проникают различные помехи; влияние нестабильности частоты гетеродина на настройку приемника; возможность излучения колебаний гетеродина через приемную антенну.

При высоких требованиях к избирательности по побочным каналам приема приходится применять двух- или трехкратное последовательное преобразование частоты, понижая ее до основной промежуточной, на которой и достигаются обычно необходимая избирательность по соседнему каналу и усиление.

Как при суммарном, так и при разностном преобразовании возможно такое преобразование частоты, когда . Такой супергетеродинный приемник называется инфрадином (рис.23.2, г) и отличается тем, что при его работе в диапазоне частот перестраивается только гетеродин, а преселектор может либо не перестраиваться вообще (широкополосные преселекторы), либо перестраиваться переключением входных фильтров (фильтровые преселекторы). Высокую промежуточную частоту приходится затем понижать с помощью другого преобразователя. Достоинствами инфрадина являются возможность существенного подавления побочных каналов за счет высокой избирательности более сложных и совершенных неперестраиваемых ВЦ, а также упрощение настройки. Недостатки - опасность перегрузки усилительных элементов широкополосных входных каскадов посторонними мешающими сигналами и повышенные требования к стабильности частоты высокочастотного гетеродина. Применяются инфрадины в системах подвижной связи и в других системах с беспоисковой настройкой приемника.

Если выбрать =, то при разностном преобразовании= О и реализуется принцип построения РПрУ с прямым преобразованием частоты сигнала (с преобразованием в «нулевую частоту»). В качестве смесителя используется перемножитель (рис.23.2, г), на который поступают сигнал с преселектора и колебания гетеродина СГ, синхронизированные относительно колебаний сигнала с точностью до фазы с помощью цепи синхронизации (ЦС). На выходе перемножителя, играющего в данном случае роль синхронного детектора, получается сигнал с частотой модуляции , выделяемый фильтром нижних частот (ФНЧ) с полосой пропускания , соответствующей максимальной частоте модуляции сигнала. Фильтр подавляет все составляющие, отстоящие от на частоту более , чем достигается частотная избирательность приема. Такой приемник называется синхродином. К его достоинствам относятся простота и отсутствие ряда побочных каналов приема к недостаткам - низкая помехоустойчивость цепи синхронизации, содержащей систему ФАПЧ, и повышенные требования к линейности тракта. На основе двухканальных синхродинов с использованием квадратурных колебаний от общего гетеродина реализуется асинхронный приемник прямого преобразования частоты, в котором не требуется синхронизация колебаний гетеродина и сигнала с точностью до фазы.

Поскольку супергетеродинная схема построения РПрУ в настоящее время наиболее совершенная и распространенная, рассмотрим ее основные особенности более подробно. Многие из этих особенностей обусловлены образованием ложных сигналов, называемых соседними и побочными каналами приема, по которым в тракт РПрУ проникают различные помехи с частотами . Основной канал приема образуется полосой пропускания приемника, в которой находится спектр сигнала. Соседний канал приема - это канал на частоте, примыкающей к основному каналу на частоте . Вследствие недостаточной избирательности приема он не отфильтровывается преселектором и образует в преобразователе частоты сигнал с , попадающий в полосу пропускания УПЧ и поэтому усиливаемый и обрабатываемый наравне с полезным сигналом. Основная мера борьбы с помехами по соседнему каналу - повышение избирательности УПЧ.

Общую формулу для частот всех побочных каналов приема (и полезного также) молено в принятых ранее обозначениях записать в виде , где для полезного сигнала=, m=1, n=1, знак «плюс» соответствует «нижней» настройке гетеродина, знак «минус» — «верхней».

Зеркальный, или симметричный канал образуется внешней помехой на частоте (m=1, n=1) при «верхней» настройке или - при «нижней». Если эта частота попадает в полосу пропускания преселектора, то в ПЧ появляется составляющая с частотой , т.е. такой же, какую образует полезный сигнал. В результате происходит наложение спектров полезного сигнала и помехи, и их частотная фильтрация становится невозможной. Для ослабления помех по зеркальному каналу необходимо повышать частотную избирательность преселектора. Увеличение позволяет лучше отфильтровать в преселекторе эту составляющую, отстоящую от частоты полезного сигнала на 2, но при этом затрудняется обеспечение высокой избирательности УПЧ с полосой пропускания, сопряженной с шириной спектра полезного сигнала. Если требования к ослаблению помех по соседнему и зеркальному каналам очень жесткие, применяют два-три последовальных преобразования частоты.

Прямой капал приема или канал промежуточной частоты образуется, когда помеха имеет частоту те= (m=0, n=1) и без преобразования в ПЧ проходит в тракт УПЧ. Основные меры борьбы — включение в ВЦ режекторлого фильтра (фильтра- пробки) на частотуи повышение избирательности преселектора.

Частоты, близкие к , могут образовываться также в результате преобразования помех на гармониках гетеродина (m = 2, 3,...; n=1;), на своих гармониках без участия гетеродина (m = 0; n=2, 3,...;), на своих гармониках с участием гетеродина (m = 1; n=2, 3,...;), на комбинационных частотах (m = 2, 3,...; n=2,3,...). Основными мерами по ослаблению этих побочных каналов приема являются снижение уровня гармоник гетеродина, повышение линейности преселектора, выбор соответствующего режима работы смесителя.

Ослаблению этого канала способствуют повышение частотной избирательности преселектора и уменьшение усиления УРЧ.

Нормированная АЧХ радиотракта типичного супергетеродинного приемника с УРЧ определяется выражением

Обычно ВЦ и УРЧ более широкополосные по сравнению с ПЧ и УПЧ, поэтому в супергетеродине результирующая АЧХ радиотракта и полоса пропускания определяются в основном АЧХ тракта промежуточной частоты (рис.23.3). Односигнальная избирательность супергетеродинного приемника

где - коэффициент усиления (передачи) соответствующего каскада на частоте помехи .

Описание: Untitled-4

Рис. 23.3 Рис. 23.4

Наиболее сложно реализуется избирательность по соседнему каналу, так как цепи образующих преселектор ВЦ и УРЧ обладают на частотах малой избирательностью () и . Поскольку для побочных каналов приема, избирательность по отношению к ним, как уже отмечалось, достигается увеличением и , либо перестройкой сравнительно узкополосного преселектора в соответствии с частотой основного канала приема, либо приданием АЧХ неперестраиваемого преселектора формы, обеспечивающей повышенные значения , , и соответствующим выбором .

Многократное преобразование частоты позволяет достигать высокой избирательности по соседнему и зеркальному каналам, однако это связано с заметным усложнением УТ и, в частности, с необходимостью обеспечения высокой стабильности частоты всех гетеродинов во избежание уменьшения коэффициента усиления тракта и искажений принимаемых сообщений.

Радиотракт играет решающую роль и в формировании основных шумовых параметров приемника.

Контрольные вопросы

1. Приведите структурную схему приемника прямого детектирования (детекторного) и поясните принцип его работы.

2. Приведите структурную схему приемника прямого усиления и поясните принцип его работы.

3. Приведите структурную схему супергетеродинного приемника и поясните принцип его работы.

4. Приведите структурную схему инфрадинного приемника и поясните принцип его работы.

Лекция 17

План

1. Входные цепи радиоприемных устройств

2. Основные показатели входных цепей приемника

3. Особенности входных цепей различных диапазонов

Входные цепи РПрУ

Входными цепями (ВЦ) называются цепи приемника, связывающие антенну с первым усилительным или преобразовательным прибором, который в дальнейшем будем называть АЭ. Основным назначением ВЦ являются передача полезного сигнала от антенны ко входу первого АЭ приемника и предварительная фильтрация помех на частотах побочных каналов приема, а также интенсивных по уровню помех.

Обычно ВЦ представляет собой пассивный четырехполюсник, содержащий один или несколько резонаторов, в частности колебательных контуров, настроенных на частоту принимаемого сигнала. Наибольшее распространение получили одноконтурные ВЦ, особенно в приемниках с переменной настройкой. Двух- и многоконтурные ВЦ применяются лишь при высоких требованиях к избирательности.

На рис. 24.1-24.3 приведены некоторые часто встречающиеся схемы одноконтурных ВЦ. Схемы отличаются способами связи входного контура с антенной. На рис. 24.1 приведены схемы на БТ и ПТ с трансформаторной связью между контуром L_KC_K и антенной. В схемах рис. 24.2 использована емкостная связь входного контура с антенной, а в схемах рис. 24.3 входной контур связан с антенным фидером через автотрансформатор.

Подключение входного контура к АЭ может быть полным или частичным в зависимости от входного сопротивления последнего.

Рис. 24.1

Рис. 24.2

Рис.24.3

Рис.24.4

Имеющий малое входное сопротивление БТ обычно подключается частично, у ПТ возможно полное включение.

На рис. 24.4 приведена одна из наиболее распространенных схем двухконтурной ВЦ. Здесь связь первого контура с антенной - трансформаторная. Связь между контурами – внутри емкостная через конденсатор С_св1 и внешне емкостная через С_св2. Двухконтурная ВЦ позволяет получить более близкую к прямоугольной АЧХ, т.е. повысить избирательность.

Основные показатели входных цепей приемника

Коэффициент передачи входной цепи ВЦ

- по напряжению

- по мощности

где

– мощность на входе приёмника;

− мощность сигнала в антенне.

Коэффициент избирательности ВЦ − это отношение коэффициента передачи на резонансной частоте к коэффициенту передачи при заданной расстройке Δƒ.

Входная цепь супергетеродинного приёмника прежде всего должна ослаблять помеху зеркального канала, отстоящую от резонансной частоты на Δƒ =2ƒ_ПР и на частоте, равной промежуточной.

Коэффициент неравномерности в полосе пропускания – это отношение резонансного коэффициента передачи К_ВЦ0к коэффициенту передачи на границе полосы пропускания К_{ВЦ ГП}_.

Диапазонность входной цепи оценивается коэффициентом перекрытия диапазона

где ƒ0max и ƒ0min – крайние частоты заданного диапазона рабочих частот.

Коэффициент шума входной цепи—это отношение суммарной мощности, шуми' антенны' и входной цепи к мощности шума антенны , пересчитанной к входу первого каскада приемника:

Особенности входных цепей различных диапазонов

В зависимости от вида связи ВЦ с антенной различают схемы с индуктивной, ёмкостной и индуктивно-ёмкостной связью с антенной (рис.24.5).

Рис.24.5

В тех случаях, когда требуется обеспечить малую неравномерность коэффициента передачи по диапазону, используют комбинированную связь входного контура с антенной (рис. 24.5, в). В этой схеме энергия из антенны во входной контур передаётся не только через магнитную связь между катушкой связи L_СВ и катушкой контура L, но и через ёмкость связи С_СВ. При правильной фазировке катушек L_СВи L напряжение сигнала, переданное через ёмкость связи, будет суммироваться с напряжением, передаваемым через индуктивную связь. В этом случае коэффициент передачи входной цепи выравнивается по диапазону (рис. 24.5)

Рис.24.6

Из рис. 24.6 видно, что уменьшение коэффициента передачи к концу диапазона за счёт индуктивной связи будет компенсировать его возрастанием за счёт ёмкостной связи. При достаточно тщательной настройке схемы можно получить практически постоянный по диапазону коэффициент передачи.

В диапазоне УКВ очень важным условием оптимальной передачи энергии радиосигнала из антенны на вход приёмника является согласование фидерной линии антенной системы со входом приёмника.

В метровом диапазоне согласование осуществляется автотрансформаторным включением коаксиального фидера и входа приёмника в контур (рис. 24.7).

Рис.24.7

В дециметровом диапазоне в качестве избирательных устройств входных цепей используются короткозамкнутые отрезки коаксиальных линий длиной λ/4. Разомкнутый конец коаксиала легко согласуется с УЭ. Связь контура с коаксиальным фидером может быть автотрансформаторная (рис. 24.8, а), трансформаторная (рис. 24,8 б), ёмкостная (рис. 24,8 в). При необходимости связь с фидером может меняться (рис. 24.8, в). Настройка контура на рабочую волну осуществляется при помощи зонда (рис. 24.8,а) либо перемещением короткозамыкателя (рис.24.8, в).

Рис.24.8

В диапазоне сантиметровых волн в качестве фидеров используются волноводы, а в сочетании с ними – полуволновые отрезки волноводов в качестве резонаторов. На рис. 24.9 представлены конструкция и принципиальная схема входного устройства сантиметрового диапазона волн.

Рис.24.9

Элементы входной цепи приёмника сантиметрового диапазона: 1,4 – волноводы, 2 – диафрагмы, 3 – резонатор, 5 – штыревой выход входной цепи, 7– реактивный коаксиальный короткозамкнутый шлейф, служащий для компенсации реактивной составляющей сопротивления штыря 5, 6 – подвижный короткозамыкатель волновода, при помощи которого осуществляется согласование штыря с волноводом, 8 – ёмкостный винт подстройки резонатора.

Контрольные вопросы

1. Что такое входная цепь приемника?

2. Какие функции выполняет входная цепь?

3. Приведите примеры схемы одноконтурной входной цепи?

4. В чем особенности двухконтурных входных цепей?

5. Приведите схему двухконтурной входной цепи. Объясните назначение элементов в ней.

6. Перечислите технические характеристики входной цепи.

7. В чем особенности входных цепей УКВ диапазона?

Лекция 18

План

1. Общие понятия усилителей радиочастоты

2. Показатели усилителей радиочастоты

Общие понятия усилителей радиочастоты

Усилители радиочастоты осуществляют усиление радиосигнала на принимаемой частоте. УРЧ выполняют в приёмнике важнейшие функции:

Во–первых, УРЧ должны обеспечить усиление принимаемых радиосигналов при незначительном добавлении собственных шумов. Этим самым улучшается реальная чувствительность приёмника. Для её улучшения необходимо на входе приёмника использовать каскады, обладающие малыми собственными шумами и возможно большим коэффициентом усиления по мощности.

Во-вторых, совместно с входными цепями обеспечивают избирательность по внеполосным каналам приёма и защиту цепи антенны от проникновения сигнала собственного гетеродина, который может создать помеху соседним радиоприёмным устройствам.

В качестве усилительных приборов в УРЧ используют: транзисторы (биполярные и полевые), ЛБВ, туннельные, параметрические диоды и т. д. Вследствие того, что некоторые усилительные приборы (биполярные транзисторы) обладают большой входной и выходной проводимостью, поэтому непосредственное их подключение к избирательной цепи привело бы к сильному её шунтированию и ухудшению усилительных и избирательных свойств усилителя. Для ослабления шунтирующего действия этих проводимостей осуществляется неполное включение избирательной цепи к выходу усилительного прибора и к входу следующего каскада (рис. 25.1).

Рис.25.1

Показатели усилителей радиочастоты

Качественные показатели усилителей радиочастоты

Коэффициент усиления по напряжению

по мощности

Резонансные УРЧ имеют максимальное усиление К0 на резонансной частоте избирательной цепи. На частотах, отличных от резонансной, коэффициент усиления будет меньше К₀. Зависимость коэффициента усиления усилителя от частоты называется его амплитудно-частотной характеристикой. Важным параметром является постоянство К_U и К_Р по диапазону частот.

Коэффициент шума характеризует шумовые свойства усилителя. Источниками флуктуационных шумов в усилителе являются входное сопротивление усилителя, колебательные контуры, электронные и полупроводниковые приборы. Шумы входного сопротивления усилителя образуют входные шумы, а шумы, возникшие в элементах усилителя, называютсобственными шумами. Для характеристики шумовых свойств усилителей с малым уровнем собственных шумов (NШ<2) используют параметр шумовая температура ТШ. Под шумовой температурой ТШ понимают такую температуру, при которой сопротивление входа усилителя RВХ создаёт на выходе усилителя шумы, мощность которых равна мощности собственных шумов усилителя.

Избирательность УРЧ определяется избирательностью резонансной системы, входящей в его состав. Количественно избирательность σ_U характеризуется числом, показывающим, во сколько раз уменьшается коэффициент усиления К_Δ_ƒпо сравнению с резонансным К₀ при заданной расстройке Δƒ

Коэффициент прямоугольности, Кц равен отношению полосы пропускания на уровне 0,707 к полосе пропускания при заданном ослаблении а. Значение ослабления обычно выбирают кратным десяти (10, 100, 1000, и т. д. или 20, 40, 60 дБ).

Коэффициент прямоугольности равен отношению полосы пропускания на уровне 0,707 к полосе на уровне 0,1 (рис. 25.2)

Подобным же образом можно определить другие коэффициенты прямоугольности.

Рис.25.2

Искажения сигнала. В УРЧ, собственно как и в радиоприёмнике в целом, возможны три вида искажения: амплитудно-частотные искажения, полностью определяемые формой избирательной системы; фазо-частотные искажения являются следствием нелинейности ФЧХ, нелинейные искажения, вследствие низкого уровня полезного сигнала, определяются в основном внеполосной сильной помехой.

Динамический диапазон оценивается по амплитудной характеристике УРЧ (рис. 25.3).

Рис.25.3

Количественно он выражается в логарифмических величинах

U_ВХmin − ограничивается уровнем собственных шумов, U_ВХmax –допустимыми нелинейные искажениями.

Устойчивость работы – сохранение всех параметров от всевозможных возмущений, допустимых в условиях эксплуатации.

Перекрытие заданного диапазона частот с сохранением всех параметров в допустимых пределах.

Контрольные вопросы

1. Приведите схему резонансного усилителя на полевом транзисторе.

2. При каких условиях достигается максимум коэффициента усиления в резонансном усилителе?

3. Перечислите показатели усилителей радиочастоты.

4. Что характеризует собой коэффициент прямоугольности?

Лекция 19

План

1. Влияние внутренней обратной связи на показатели усилителей высокой частоты

2. Общие понятия преобразователей частоты

3. Основные показатели преобразователя частоты

Влияние внутренней обратной связи на показатели усилителей высокой частоты

Под устойчивостью усилителя понимают сохранение его показателей мало изменяющимися при действии дестабилизирующих факторов—изменении режима питания, температуры, влажности, вибраций ,и др. Количественные характеристики устойчивости усилителя можно получить на основе общей теории чувствительности электрических цепей к изменениям их параметров.

Следует обратить внимание на то, что в любом усилительном приборе (электронной лампе, транзисторе, микросхеме) существует связь выхода со входам через обратную выходную проводимость , которая также приводит к соответствующим .изменениям характеристик усилителя. Обратная связь через .проводимость Viz может быть устранена с помощью специальных цепей нейтрализации. Эти цепи выполняются так, чтобы 'входные и выходные зажимы усилительного каскада представляли собой зажимы диагоналей моста, уравновешенного на частоте сигнала.

В каскадах на транзисторах, включенных по схеме с ОЭ, наиболее велико влияние внутренних связей и емкостей переходов транзисторов. Оно проявляется в ограничении полосы пропускания и склонности усилителя к самовозбуждению, вероятность которого тем больше, чем выше коэффициент усиления. Для его оценки известно понятие порога устойчивости - предельного значения коэффициента усиления, при превышении которого усилитель превращается в генератор. В качестве мер повышения устойчивости можно предложить включение транзисторов по каскодной схеме с ОЭ-ОБ.

Описание: 1

Рис.26.1.Эквивалентная схема многоступенчатого усилителя с обратными связями

Если ограничится учетом только внутренних обратных связей то при возвратном отношении в каждом каскаде возвратное отношении н-го каскадного усилителя в целом

Оказывается что например искажения частотно характеристики многокаскадного усилителя , склонность к самовозбуждению, параметрическая чувствительность в первом приближении с учетом только внутренних ос определяется значением так же как и в однокаскадном усилителе. При заданном значении искажений частотной характеристики изза наличия ОС, одинаковом для одно и много каскадных усилителей, допустимый коэффициент усиления по мощности в многокаскадном усилителе. С учетом же внешних ос при увеличении числа каскадов значение Т и его влияние на функции усилителя возрастают не в арифметической а в геометрической прогрессии. Поэтому в многокаскадных усилителях следует особо тщательно снижать не только паразитные ос выхода и входа но и возвратное отношение в каждом каскаде.

Общие понятия преобразователей частоты

Преобразователь частоты представляет собой устройство для переноса спектра сигнала в другую область частот с сохранением закона модуляции. Поэтому в преобразователе частоты обязательно используются нелинейный прибор или прибор с изменяющимся параметром и местный гетеродин, обеспечивающий изменение режима преобразующего прибора с частотой гетеродина.

В выходном токе нелинейного или параметрического прибора возникает множество комбинационных колебаний. Выделение желательного колебания в преобразователе частоты осуществляет избирательная система. Таким образом, в состав преобразователя частоты (ПЧ) входят: преобразующий прибор 1, местный гетеродин 2 и избирательная система 3 (рис. 26.2)

Рис.26.2

В зависимости от характера проводимости, изменение которой используется для преобразования частоты, преобразователи частоты можно разделить на резистивные и реактивные. Из реактивных преобразователей наибольшее распространение получили емкостные, так как они имеют высокие электрические показатели при достаточной простоте выполнения.

В зависимости от типа прибора, используемого для преобразования частоты, преобразователи разделяются на ламповые и полупроводниковые.

В зависимости от числа электродов, имеющихся в преобразующем приборе, различают диодные, триодные и многоэлектродные преобразователи частоты. Триодные и многоэлектродные преобразователи частоты позволяют уменьшить связь цепей сигнала и гетеродина при подаче колебаний с частотами сигнала и гетеродина в цепи различных электродов.

Если принять в качестве признака классификации способ получения колебаний местного гетеродина, то преобразователи можно разделить на две группы: преобразователи частоты с отдельным гетеродином и преобразователи частоты с совмещенным гетеродином. В последней группе преобразующий прибор используется также для самовозбуждения колебаний с частотой гетеродина.

Основные показатели преобразователя частоты

Преобразователь частоты характеризуется следующими основными показателями: коэффициентом усиления, уровнем линейных искажений, нелинейными эффектами, избирательностью, устойчивостью эксплуатационно-технических характеристик и перекрытием заданного диапазона частот.

Коэффициент усиления преобразователя равен отношению комплексной амплитуды выходного напряжения преобразованной частоты к комплексной амплитуде напряжения сигнала, действующего на входе преобразователя, т. е.

Коэффициент усиления преобразователя зависит от частоты входного сигнала. Эта зависимость определяется как характеристикой избирательности системы, включенной на выходе преобразующего прибора, так и характеристикой нелинейности последнего. Для оценки усилительных свойств преобразователя при точной настройке используют резонансный коэффициент усиления преобразователя, равный отношению комплексной амплитуды выходного напряжения преобразователя при точной настройке к комплексной амплитуде входного напряжения сигнала:

Линейные искажения сигнала характеризуются неравномерностью коэффициента усиления в необходимой полосе спектра сигнала и нелинейностью фазовой характеристики.

Определение этих показателей не отличается от определения аналогичных показателей избирательных усилителей. Следует, однако, подчеркнуть, что в преобразователе частоты эти искажения дает фильтр, настроенный на промежуточную частоту.

Нелинейные эффекты в преобразователе частоты характеризуют величинами, используемыми для аналогичных оценок в избирательных усилителях, а именно: нелинейностью амплитудной характеристики, коэффициентом блокирования сигнала, коэффициентом перекрестных искажений, коэффициентом взаимной модуляции и коэффициентом вторичной модуляции.

В преобразователе частоты возникают специфические нелинейные эффекты, определяемые наличием сильных колебаний с частотой гетеродина. К этим эффектам относятся побочные каналы приема и свисты, сопровождающие прием полезного сигнала. Побочные каналы приема характеризуются значениями их частот и уровнем выходного напряжения, создаваемого соответствующим каналом приема.

Избирательность преобразователя частоты в области расстроек определяется характеристиками фильтра, включенного на выходе преобразующего прибора, и может быть оценена его коэффициентами прямоугольности .

Устойчивость работы преобразователя в смысле постоянства характеристик определяется не только свойствами преобразующего прибора и избирательной цепи, но и свойствами гетеродина. Что касается удаленности от самовозбуждения, то преобразователь частоты представляет собой устройство, выходные и входные цепи которого настроены на значительно отличающиеся частоты {fn и fo), и поэтому непосредственно емкостная либо индуктивная связь этих цепей обычно не опасна. Существенное снижение стабильности показателей характерно для регенеративного режима, который используется в преобразователе частоты на туннельном диоде и емкостном преобразователе частоты, работающем с инверсией спектра.

Перекрытие заданного диапазона частот определяется возможностью перестройки гетеродина в пределах заданного диапазона и постоянством его характеристик в этих условиях.

Контрольные вопросы

1. Как влияет обратная связь на свойства резонансного усилителя?

2. Определите условия устойчивой работы усилителя.

3. Как происходит преобразование частоты.

4. Какие ВАХ должен иметь идеальный смеситель для напряжения гетеродина и сигнала?

5. Перечислите показатели преобразователя частоты.

Лекция 20

План

1. Диодные преобразователи частоты

2. Транзисторные преобразователи частоты

Диодные преобразователи частоты

Для устранения излучения гетеродина балансными преобразователями цепв сигнала и гетеродина подключаются к диагоналям уравновешенного моста, исключающего передачу напряжения гетеродина в цепи сигнала и, естественно, устраняющего передачу напряжения сигнала в цепи гетеродина. Балансные преобразователи могут выполняться в двух вариантах, отличающихся способам» подачи напряжении гетеродина и сигнала на преобразующие диоды: 1) при синфазном возбуждении от гетеродина напряжение сигнала подводится в противофазе; 2) при противофазном возбуждении от гетеродина напряжение сигнала подводится синфазно.

Рассмотрим схему балансного преобразователя частоты, в котором напряжение гетеродина подведено к диодам синфазно, а напряжение сигнала—противофазно (рис.27.1).

Рис.27.1

На рис. 27.2 изображена схема балансного преобразователя частоты с однотактным включением выходного контура. В этой схеме выходные цепи преобразующих приборов включены параллельно к общей избирательной нагрузке.

Рис.27.2

Положение можно было бы изменить, изменив фазы напряжений гетеродина, подводимых к диодам Д1 и Д2, на противоположные Эти условия можно осуществить изменением полярности включения одного из- диодов согласно рис.27.3.

Рис.27.3

Преобразователь, выполненный по схеме рис.27.3, не требует симметрирования последующего тракта усиления промежуточной частоты. Вместе с этим преобразователь рассмотренного типа обладает недостатком по сравнению с преобразователем, выполненным по схеме рис.27.1, заключающимся в наличии больших уровней второй гармоники гетеродина на зажимах /—/ входа преобразователя и первой гармоники гетеродина на зажимах 2—2 выхода преобразователя. Наличие колебаний второй гармоники гетеродина на входных зажимах лишает балансный преобразователь наиболее ценного свойства — отсутствия излучения колебаний гетеродина.

Устранение связи гетеродина с цепями сигнала обеспечивается в балансном преобразователе при синфазной подаче сигнала на плечи преобразователя и противофазном возбуждении от гетеродина (рис. 27.4).

Рис.27.4

Преобразователь, выполненный по схеме рис.27.4, отличается тем, что на выходе его при полной симметрии плеч отсутствует напряжение с частотой сигнала. Это свойство преобразователя облегчает разделение спектра на частоте сигнала и спектра на промежуточной частоте при малой разнице частот. Преобразователь, выполненный по схеме рис.27.1, таким свойством не обладает.

Преобразователь частоты с несимметричным входом (см. рис.27.4) обладает вдвое меньшим входным сопротивлением по сравнению с входным сопротивлением однотактного диодного преобразователя частоты вследствие того, что оба плеча преобразователя частоты включены параллельно к источнику сигнала.

Балансные преобразователи при точной симметрии плеч позволяют скомпенсировать составляющие промежуточной частоты, обусловленные помехами, проникающими к преобразователю вместе с напряжением гетеродина. Наибольшую опасность представляют спектры шумов и паразитной модуляции гетеродина, совпадающие по частоте с основным и симметричным, каналами приема. Компенсация обусловлена тем, что токи преобразованных частот этих составляющих в обоих плечах преобразователя будут синфазными, в отличие от тока преобразованной частоты полезного сигнала, и поэтому будут вычитаться в нагрузке.

В целях устранения взаимной связи цепей сигнала и гетеродина, а также компенсации токов сигнала и гетеродина в нагрузке используют двойные балансные преобразователи частоты, получившие название кольцевых преобразователей (рис.27.5). В таком преобразователе диоды включены так, что образуют кольцо с односторонней проводимостью. На выходе такого преобразователя при симметричном выполнении плеч существуют только составляющие суммарной и разностной частот, в общем случае соответствующие нечетным гармоникам гетеродина и сигнала .

Рис.27.5

Кольцевые преобразователи частоты используются, как правило, в диапазоне сравнительно низких частот (до нескольких мегагерц), так как с повышением частоты затрудняется симметрирование плеч преобразователя вследствие влияния трудно устранимых паразитных индуктивностей и емкостей элементов.

Транзисторные преобразователи частоты

Преобразователи частоты на биполярных транзисторах. Недостатком диодных преобразователей частоты является их низкий коэффициент преобразования, меньший единицы. Преобразователи частоты на транзисторах имеют К_ПР>1.

В преобразователе частоты на биполярном транзисторе (рис.27.6) напряжение сигнала подаётся в цепь базы, а напряжение гетеродина − в цепь эмиттера. В этом случае по отношению к сигналу транзистор включён по схеме с общим эмиттером и имеет высокие усилительные свойства; а по отношению к гетеродину – с общей базой.

Разделение цепей сигнала и гетеродина устраняет:

- антенный эффект гетеродина;

- возможную синхронизацию гетеродина напряжением сигнала. В

противном случае ƒ_Гстановится равным ƒ_С, и нарушается работа

преобразователя.

Рис.27.6

Физический процесс в схеме преобразователя .Под действием напряжения гетеродина изменяется крутизна проходной характеристики транзистора G₂₁(рис27.7).

Рис.27.7

Начальная рабочая точка выбирается на средине квадратичного участка проходной характеристики транзистора с помощью делителя R1R2. При этом изменение крутизны под действием напряжения гетеродина осуществляется по закону близкому к линейному.

При подаче на вход транзистора с изменяющейся крутизной напряжения сигнала, в составе тока коллектора образуются комбинационные составляющие, в том числе и составляющая с частотой ƒ_ПЧ=ƒ_Г-ƒ_C. Эта составляющая выделяется полосовым фильтром L₁C₁L₂C₂C_СВ. Преобразователи частоты на биполярных транзисторах имеют низкую линейность преобразования, высокий уровень шумов и низкое входное сопротивление.

Преобразователи частоты на полевых транзисторах. В преобразователях частоты используются двухзатворные полевые транзисторы (рис. 27.8).

Рис.27.8

Напряжение U_C подают на один затвор транзистора, а напряжение U_Г − на другой. При этом достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина. С помощью делителя R1R2 выбирается рабочая точка на средине квадратичного участка стоко-затворной характеристики.

Преимущества преобразователей на полевых транзисторах по сравнению с биполярными.

1. Близкая к квадратичной зависимость тока стока от напряжения затвор – исток, при которой S(U_ЗИ) имеет линейную зависимость. Преобразование будет линейное с меньшим количеством комбинационных составляющих.

2. Большой динамический диапазон.

3. Малый уровень собственных шумов, т. к. полевые транзисторы работают без входных токов. И соответственно имеют большое входное сопротивление (сотни килоом –единицы мегаом).

Контрольные вопросы

1. Нарисуйте принципиальную схему транзисторного ПЧ, поясните принцип его работы.

2. Нарисуйте принципиальную схему балансного транзисторного ПЧ, поясните принцип его работы.

3. Приведите схему транзисторного преобразователя СВЧ с направленными ответвителями.

4. Нарисуйте схему диодного ПЧ, простого и балансного.

5. Как происходит преобразование частоты в диодном ПЧ?

Лекция 21

План

1. Типы , принцип работы амплитудного детектора

2. Нелинейные искажения в амплитудных детекторах и способы их уменьшения

Типы , принцип работы амплитудного детектора

Амплитудный детектор − устройство, на выходе которого создаётся напряжение в соответствии с законом модуляции амплитуды входного радиосигнала. амплитудный детектор можно структурно представить

Рис.28.1

Существуют две схемы амплитудных детекторов: последовательная и параллельная.

Последовательная схема амплитудного детектора.

В последовательной схеме (рис. 28.2) источник АМК, НЭ и нагрузка включены последовательно.

Рис.28.2

Состав схемы:

- источник входного амплитудно-модулированного сигнала (LC- контур);

- нелинейный элемент (диод Д);

- фильтр нижних частот (Rф Сф);

- нагрузка (Rн);

- разделительная ёмкость (Ср).

При положительном полупериоде напряжения ВЧ колебаний конденсатор Сф быстро заряжается до амплитудного значения через малое сопротивление открытого диода Д, при отрицательном полупериоде конденсатор незначительно разряжается через большое сопротивление Rф. Его величина значительно больше сопротивления открытого диода. В результате на конденсаторе будет поддерживаться напряжение Uo(ƒ), близкое по величине амплитуде входного напряжения. Это напряжение пропорционально среднему значению модулированных импульсов тока, протекающего через диод (рис. 28.3).

Рис.28.3

Постоянная составляющая напряжения UR(t) ограничивается разделительной ёмкостью Cр , и на нагрузке будет выделяться модулирующее напряжение. Для обеспечения линейного детектирования, т. е. Uн(t)=kUвх,, необходимо выполнить условия:

1. Cопротивление диода для токов ВЧ должно быть значительно больше сопротивления конденсатора С

При этом входное напряжение полностью приложено к диоду и его не будет на нагрузке.

2. Постоянная времени RC цепи τ = RC должна быть

где Тω – период высокочастотного колебания; Т_Ω − период модулирующего колебания.

Выполнение данного неравенства обеспечивает идентичность выделенного напряжения на нагрузке огибающей амплитуды АМК.

Последовательная схема амплитудного детектора применяется при отсутствии во входном сигнале постоянной составляющей, которая может изменять режим работы диода.

Параллельная схема амплитудного детектора.

В параллельной схеме источник сигнала, нелинейный элемент и нагрузка включены параллельно (рис. 28.4).

Рис.28.4

Принцип работы параллельной схемы АД такой же, как и последовательной: быстрый заряд конденсатора С через малое сопротивление диода в прямом направлении, и незначительный разряд через большое сопротивление R за время Тω.

В параллельной схеме возникает опасность прохождения высокочастотных составляющих на выход детектора, т. к.

Для устранения этого явления на выходе детектора включается дополнительный фильтр RфСф с параметрами, обеспечивающими Параллельная схема применяется в случае наличия во входном сигнале постоянной составляющей. Её влияние на режим работы диода устраняется соответствующим включением ёмкости С. Схема имеет закрытый вход.

Нелинейные искажения в амплитудных детекторах и способы их уменьшения

1. Искажения из-за нелинейности характеристики детектирования.

Характеристика детектирования реальных АД отличается от прямолинейной на начальном участке (рис.28.5). Искажения этого вида будут отсутствовать, если минимальное напряжение на входе детектора не попадёт в нелинейную область, т.е.

Для выполнения этого условия нужно, чтобы амплитуда несущего колебания на входе АД

Рис.28.5

2. Искажения из-за большой постоянной времени нагрузки tн. Рис.28.6 поясняет механизм возникновения нелинейных искажений, вызванных слишком большой постоянной времени tн. При этом в интервале времени t1-t2 напряжение Ед>Uвх, диод закрыт и скорость разряда конденсатора Сн меньше скорости спадания напряжения Uвх. Условием отсутствия искажений является , где Ω высшая угловая частота модуляции.

Рис.28.6

3. Искажения из-за соизмеримости частоты модуляции F и частоты несущего колебания fн. При соизмеримости частот F и fн напряжение Ед практически перестаёт следить за изменением Uвх. Поэтому частоту несущей следует выбирать из условия где Fmax – максимальная частота модуляции.

4. Искажения из-за влияния разделительной цепи. Схема АД с разделительной цепью Ср Rвх показана на рис. 28.7.

Напряжение Ед на резисторе Rн содержит постоянную составляющую Едо, соответствующую уровню продетектированной несущей и переменную низкочастотную составляющую, соответствующую передаваемому сообщению.

Рис.28.7

Переменная составляющая проходит на вход следующего каскада (УНЧ) через цепь Ср Rвх. На конденсаторе Ср выделяется постоянная составляющая Едо=UнcosΘ, где cosΘ коэффициент передачи АД, Uн – амплитуда несущей напряжения на входе АД. Конденсатор Ср становится источником постоянного напряжения и вызывает ток Iсм, создающий на Rн запирающее напряжение

Детектор становится пороговым. Для борьбы с искажениями нужно выполнить условие:

, что при заданных Rн и m сводится к правильному выбору

Кроме того, используют детектор с раздельной нагрузкой (рис.28.8), в котором сопротивление нагрузки по постоянному току Rн=Rн1+Rн2. Смещение заметно уменьшается, так как создаётся только на Rн2. Однако во столько же раз снижается и коэффициент передачи Кд.

Рис.28.8

Контрольные вопросы

1. На основе каких систем можно реализовать амплитудный детектор?

2. Поясните принцип действия синхронного АД.

3. Объясните принцип действия диодного АД с временной и спектральной точек зрения.

4. Какие искажения возникают при детектировании АМ колебаний и какие способы борьбы с ними?

Лекция 22

План

1. Типы и принцип работы амплитудных ограничителей

2. Фазовые детекторы и их типы

Типы и принцип работы амплитудных ограничителей

Основной характеристикой амплитудного ограничителя является зависимость амплитуды первой гармоники выходного напряжения от амплитуды входного напряжения. Характеристики амплитудного ограничителя изображены на рис.29.1 (1—реальная, 2— идеальная).

Рис.29.1

При амплитудах, превышающих пороговую Umаx.nop, амплитуда выходного напряжения при идеальном ограничении должна оставаться постоянной. Эффективность ограничителя определяют коэффициентом ограничения к_огр, равным отношению дифференциального коэффициента передачи до уровня порога ограничения к дифференциальному коэффициенту передачи ограничителя за порогом ограничения:

Амплитудные ограничители выполняются на основе использования следующих принципов: ограничение размаха тока, питающего избирательную нагрузку; ограничение коэффициента передачи от источника сигнала к избирательному устройству; автоматическое уменьшение эквивалентного сопротивления избирательной нагрузки с увеличением амплитуды входных колебаний.

В качестве примера реализации амплитудного ограничителя, основанного на первом из указанных принципов, рассмотрим амплитудный ограничитель на двух транзисторах (рис.29.2). Устройство представляет собой двухкаскадный усилитель, выполненный по схеме общий коллектор — общая база. При подаче переменного напряжения с амплитудой меньше порога ограничения происходит усиление этого напряжения двухкаскадным усилителем с эмиттерной связью.

Рис.29.2

Достоинством ограничителя является достаточно высокая эффективность ограничения и независимость полосы пропускания избирательной цепи от уровня входных сигналов.

На рис.29.3 изображена принципиальная схема амплитудного ограничителя, основанного на уменьшении коэффициента передачи цепи связи источника сигнала с избирательным усилителем.

Рис.29.3

Рис.29.4

На рис. 29.4 изображена схема амплитудного ограничителя, в котором ограничение колебаний происходит за счет уменьшения эквивалентного сопротивления нагрузки при увеличении амплитуды входного напряжения. Здесь усилительный прибор работает в режиме генератора тока, поэтому амплитуда выходного напряжения определяется крутизной усилительного прибора Yzi и эквивалентным сопротивлением контура.

Фазовые детекторы и их типы

Фазовый детектор – это нелинейное радиотехническое устройство, у которого выходное напряжение изменяется пропорционально разности фаз двух поданных на него колебаний.

Принцип работы фазового детектора основан на сравнении фазы принимаемого сигнала

с фазой опорного вспомогательного напряжения, частота которого равна частоте несущей этого сигнала

Структурная схема ФД при этом (рис.29.5) совпадает со структурной схемой ПрЧ. Отличие состоит в том, что частота гетеродина (опорное напряжение) wг=wвх=wо (синхронизация по частоте), а в качестве фильтра используется ФНЧ, так как преобразование происходит на нулевую частоту (fпр=fо-fвх=0).

Рис.29.5

Пример простейшей схемы однотактного диодного ФД приведен на рис.29.6.

Рис.29.6

В качестве фазового детектора обычно используется балансная, или кольцевая схема преобразователя частоты (рис.29.7).

Рис.29.7

Диоды Д1 и Д2 находятся под воздействием двух колебаний: напряжения сигнала U_C(t) и опорного напряжения U_ОП(t). Опорное напряжение является коммутирующим Um_ОП>>Um_C. В результате в составе тока диодов имеется разностная составляющая

Эта составляющая выделяется фильтром RC и является выходным напряжением

где − коэффициент передачи фазового детектора, характеризующий эффективность его работы.

Зависимость напряжения на выходе фазового детектора от разности фаз двух поданных на него колебаний называется детекторной характеристикой фазового детектора (рис. 29.8)

Рис.29.8

Из рис.29.8 видно, что U0 максимально при Δϕ = ±nπ , где n=0,1,2… и равно нулю при

Рис.29.9

Кольцевые преобразователи частоты используются, как правило, в диапазоне сравнительно низких частот (до нескольких мегагерц), так как с повышением частоты затрудняется симметрирование плеч преобразователя вследствие влияния трудноустранимых паразитных индуктивностей и емкостей элементов.

На рис.29.10 приведена схема ФД на ИМС.

Рис.29.10

Контрольные вопросы

1. Каковы структурная схема и принцип действия АО?

2. Нарисуйте принципиальные схемы и поясните принцип работы диодных и транзисторных АО.

3. Каковы структурная схема и принцип действия ФД?

4. Нарисуйте принципиальную схему и поясните принцип действия однотактного диодного ФД.

Лекция 23

План

1. Частотные детекторы и их типы

Частотные детекторы и их типы

Детекторы ЧМ сигналов (ЧМС) могут выполняться на основе использования следующих принципов: 1) преобразования ЧМС в АЧМС с последующим детектированием амплитудным детектором; 2) преобразования ЧМС в ФЧМС с последующим детектированием фазовым детектором; 3) преобразования ЧМС в ИМС с последующим детектированием импульсным детектором. Структурные схемы детекторов, в которых использованы указанные принципы, изображены на рис.30.1.

Рис.30.1

Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в АЧМС.

В детекторах указанного типа ЧМС подводится на вход линейной цепи, которая имеет линейную зависимость амплитуды выходного напряжения частоты. На выходе этой цепи появляется напряжение, повторяющее закон частотной модуляции входного сигнала, и, кроме того, амплитуда этого напряжения будет с точностью до постоянного множителя повторять закон изменения частоты входного напряжения. Полученный АЧМС далее поступает на вход линейного амплитудного детектора (АД). Простейшей цепью, осуществляющей линейное преобразование частотных изменений сигнала в амплитудные, является «идеальная» индуктивность, питаемая от генератора тока Imг. Схема преобразователя показана на рис.30.2. Частотный детектор этого типа имеет низкую эффективность преобразования ЧМС в АЧМС из-за малой величины относительного частотного отклонения Df/fo.

В целях получения большего коэффициента усиления детектора необходимо в качестве преобразователя ЧМС в АЧМС применить более сложные цепи с большей крутизной характеристики преобразователя В качестве такой цепи можно использовать расстроенный колебательный контур.

Рис.30.2

Принципиальная схема детектора ЧМС с одиночным расстроенным контуром изображена на рис.30.3.

Рис.30.3

На рис.30.4 показано формирование закона изменения амплитуды выходного напряжения Uвых при синусоидальном изменении частоты входного напряжения.

Рис.30.4

К достоинствам частотного детектора с одиночным расстроенным контуром относятся простота выполнения детектора и его настройки, к недостаткам—большой уровень нелинейных искажений, обусловленный нелинейностью скатов резонансной характеристики каскада, а также необходимость использования режима ограничения в ведущем усилительном приборе детектора.

Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в ФЧМС.

В детекторах, построенных на принципе преобразования ЧМС в ФЧМС, входное частотно-модулированное напряжение подводится к линейной электрической цепи, обеспечивающей линейную зависимость. фазы выходного напряжения от частоты. На выходе этой цепи, осуществляющей преобразование ЧМС в ФЧМС, появляется напряжение, фазомодулированное относительно входного сигнала. Это напряжение и напряжение входного сигнала далее подводятся к фазовому детектору. Фазовый детектор может быть выполнен по любой схеме. Обратим внимание на то, что в отсутствие частотной модуляции опорное и входное напряжения фазового детектора для обеспечения линейного детектирования должны быть сдвинуты на угол л/2.

На рис.30.5 изображена схема частотного детектора, в котором операцию преобразования ЧМС в ФЧМС выполняет одиночный колебательный контур.

Рис.30.5

На рис.30.6 изображена схема балансного частотного детектора с двумя одинаково настроенными контурами, в котором используется принцип преобразования частотных изменений сигнала в фазовые с последующим детектированием в фазовом детекторе. Фазовый детектор выполнен на диодах Д[ и Да. На оба диода подводится в качестве опорного напряжения напряжение на первом контуре Ок1. В качестве входного напряжения, фаза которого относительно опорного изменяется при подаче ЧМС, использовано напряжение на втором контуре.

Рис.30.6

Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в ЧИМС.

В детекторах указанного типа ЧМС подается на нелинейное устройство, формирующее одинаковые однополярные импульсы с частотой следования, равной частоте входного сигнала. Эти импульсы, обычно формируют в моменты времени, когда входное напряжение проходит через нуль.

Структурная схема детектора и осциллограммы напряжений в элементах схемы детектора изображены на рис. 30.7.

Преобразователь ЧМС в ЧИМС представляет собой устройство, состоящее из двухстороннего ограничителя, дифференциатора и одностороннего ограничителя. На выходе этого блока структурной схемы детектора при действии входных ЧМС возникает периодическая последовательность одинаковых импульсов с частотой следования, равной частоте входного сигнала.

Постоянная составляющая выходного напряжения за один период входного напряжения

Рис.30.7

Контрольные вопросы

1. В каких устройствах выполняется частотное детектирование?

2. Укажите особенности однотактных и балансных ЧД.

3. Особенности работы детекторов ЧМС, основанных на преобразовании ЧМС в АЧМС.

4. Особенности работы детекторов ЧМС, основанных на преобразовании ЧМС в ФЧМС.

5. Особенности работы детекторов ЧМС, основанных на преобразовании ЧМС в ЧМС в ЧИМС.

Лекция 24

План

1. Способы настройки частоты в радиоприемных устройствах

Способы настройки частоты в радиоприемных устройствах

АПЧ должна обеспечить требуемую точность настройки приёмника при воздействии дестабилизирующих факторов. Случайные изменения частоты гетеродина fг или частоты принимаемого сигнала fc приводят к изменению промежуточной частоты fпр = fг – fс. Поэтому задача АПЧ сводится к подстройке частоты гетеродина для точного соответствия промежуточной частоты fпр частоте, на которую настроен тракт ПЧ.

Для АПЧ вводится специальная цепь АПЧ, состоящая из измерительного элемента ИЭ, фильтра и регулятора частоты РЧ. Измерительный элемент вырабатывает напряжение регулировки Ерег. В зависимости от вида ИЭ различают частотную ЧАПЧ и фазовую ФАПЧ. В системе ЧАПЧ измерительный элемент оценивает отклонение частоты напряжения на входе цепи АПЧ от эталонного значения. В качестве ИЭ используется частотный детектор (рис. 31.1).

Рис.31.1

Частотный детектор настраивается на номинальное значение промежуточной частоты fпр0. При fпр = fпр0 на его выходе будет нулевое напряжение. При отклонении fпр от fпр0 на выходе ЧД будет напряжение, пропорциональное величине расстройки, полярность напряжения зависит от направления расстройки. Регулирующее напряжение Ерег , пройдя фильтр нижних частот, воздействует на реактивный элемент (РЭ), который выполняет роль регулятора частоты (РЧ). В качестве РЭ обычно используют варикап, который включается в контур гетеродина. Подстройка ведётся до тех пор пока fпр не станет равной fпр0 с некоторой допустимой ошибкой.

Фазовая АПЧ (рис.31.2) позволяет сравнить фазы колебаний гетеродина и опорного генератора ОГ. В качестве измерительного элемента в ФАПЧ используется фазовый детектор ФД.

Рис.31.2

Напряжение Ерег в ФАПЧ зависит от сдвига фаз между колебаниями подстраиваемого и опорного генераторов. По сравнению с ЧАПЧ фазовая АПЧ более чувствительна, т. к. реагирует даже на самые малые расхождения частот.

В усилителях звуковых частот в основном применяют плавную потенциометрическую регулировку усиления (рис. 31.3)

Рис.31.3

Этот вид регулировки называют регулировкой громкости. Регулировочное сопротивление обычно ставится между выходом детектора и входом первого каскада усилителя звуковой частоты.

Наряду с потенциометрической часто осуществляют (особенно широкополосных каскадах усиления видеосигналов) регулировку усиления помощью регулируемой ООС (рис.31.4.)

Рис.31.4

Изменяя величину сопротивления резистора Rрег , изменяем глубину ООС и соответственно коэффициент усиления усилителя. При увеличении сопротивления резистора Rрег. глубина ООС увеличивается, коэффициент усиления усилителя уменьшается, и наоборот.

В усилителях радио и промежуточной частоты (рис.31.5) регулировка усиления изменением глубины ООС осуществляется изменением ёмкости Срег, роль которой выполняет варикап Д. С увеличением регулирующего напряжения Ерег диод Д закрывается сильнее, его ёмкость Срег уменьшается, глубина ООС увеличивается, коэффициент усиления усилителя уменьшается.

Рис.31.5

Пример схемы каскада с изменением крутизны биполярного транзистора

Описание: Schemes

Рис.31.6

Чем больше Uупр, тем больше Iэ и тем больше крутизна и следовательно больше Кu.

Основным показателем цепи с регулируемым коэффициентом усиления служит коэффициент регулирования

g=Кмакс/Кмин

Например, чувствительность приёмника 2 мкВ, а самая мощная радиостанция создаёт на входе напряжение 20 мВ, а допустимое изменение напряжения на выходе не более чем в 2 раза, то

g=20 мВ/ 2 мкВ*2=5000

Обычно один каскад не может обеспечить такую глубокую регулировку, и используют несколько УУ, включенных последовательно.

Тогда gэ=g1g2…gп схема использует ПТ для регулировки Кu за счет изменения глубины ОС. При малых напряжениях сток-исток полевой транзистор ведёт себя как резистор, сопротивление которого меняется в зависимости от управляющего напряжения

Описание: Schemes-II

Рис.31.7

При Uси<=100…200 мВ

Rси=Rси0/(1-Uзн/Uотс)

Rси0=1/S0, где S0-крутизна транзистора

При Uупр=Uзн=0

Описание: 1

Рис.31.8

Контрольные вопросы

1. Что общего между ЧАПЧ и ФАПЧ и чем отличаются эти системы друг от друга?

2. Назовите режимы работы ЧАПЧ и ФАПЧ и показатели, которыми эти показатели характеризуются.

Лекция 25

План

1. Дистанционное управление в радиоприемных устройствах

Дистанционное управление в радиоприемных устройствах

В современных ПРПУ, как правило, предусматривается возможность работы приемника в дистанционном режиме, при котором контроль и управление работой производятся из диспетчерского пункта (ДП), находящегося от приемника на некотором расстоянии. Управление с единого ДП сокращает административные расходы, затраты на обслуживание, позволяет располагать ПРПУ в местах, где их работа наиболее эффективна, а управление ими может осуществляться из удобно расположенных центров. Применение дистанционного или телеуправления позволяет также повысить оперативность радиосвязи за счет управления приемниками с помощью ЭВМ или программного устройства по заранее заданной программе

Радиоприемником, находящимся на расстоянии от оператора или ЭВМ, можно управлять либо с одно-, либо с двусторонней передачей информации В первом случае передают только команды телеуправления (ТУ);

во втором предусматривается возможность контроля за работой приемника, для чего организуется обратный канал связи для передачи информации телесигнализации (ТС) о рабочих состояниях РПУ.

Радиоприемником можно управлять с помощью либо дистанционного, либо телеуправления. При дистанционном управлении для каждого органа управления РПУ предусматривается своя отдельная линия связи, а при телеуправлении число этих линий связи меньше числа объектов управления Обычно сигналы ТУ-ТС передают по одной линии или по одному каналу связи. Следовательно, при телеуправлении и телеконтроле РПУ используется уплотнение канала связи и сигналы ТУ-ТС передают последовательным кодом, а при дистанционном управлении — параллельным

Система телеуправления и телеконтроля РПУ состоит из трех основных частей:

устройств, устанавливаемых на диспетчерском пункте ДП, канала связи и устройств, устанавливаемых на РПУ. В устройстве на ДП передаваемая информация кодируется и преобразуется в форму, пригодную для передачи по линии связи к управляемому РПУ, содержащему обратные преобразователи, декодирующие и демодулирующие устройства (блок управления). Другими словами, блок управления РПУ вводит информацию в приемник от ДП, выводит ее для передачи на ДП, а также вызывает срабатывание визуальных или слуховых индикаторов на передней панели приемника.

Для повышения эффективности канала связи стремятся использовать общий канал связи для передачи сообщений многим РПУ, т. е осуществляют уплотнение одного канала связи многими вторичными каналами. Разделение вторичных каналов обеспечивают на основе их отличительных признаков. В последнее время основное применение нашли системы с кодовым разделением каналов, в которых каждому вторичному каналу присваивают специальную комбинацию кода На приемной стороне сигналы с линии связи от ДП подают на дешифраторы приемников Если комбинация кода после дешифрации соответствует комбинации, присвоенной данному РПУ (его адресу ), то сигналы ТУ воздействуют иа этот приемник При этом либо адресный код несет в себе команду ТУ для приемника, либо адрес и команды ТУ передаются поочередно Кодовая комбинация, передаваемая по линии связи от ДП, может содержать: адрес РПУ, на который должна быть передана информация, номер программы, определяющий вид сообщения, текст каждого из сообщений Текст сообщения может отражать значение многопозиционной команды ТУ в двоичном или двоично-десятичном коде, характер двухпозиционной команды, группу двухпозиционных сигналов ТС и т д Заметим, что к двухпозиционным относятся команды Включить — Выключить, Увеличить — Уменьшить и г д Адрес и текст могут иметь различное число элементов сообщений в пределах длины кодовой комбинации Обычно число импульсов в сообщении и их длительность известны, поэтому приемник может быть заблокирован как в паузах между сигналами, так и во время действия импульсов начала сообщения Это повышает помехозащищенность системы

Команды ТУ можно передавать и с двойным подтверждением. Вначале с ДП посылают к приемному пункту адрес и текст подготовленной команды. После декодирования и запоминания адреса это же сообщение посылают обратно на ДП, где оно сравнивается с ранее переданным. При совпадении переданного и принятого сообщении с ДП передается на приемный пункт разрешение на команду исполнения, после получения которого на ДП передают соответствующее подтверждение.

Система телеуправления может быть построена таким образом, что вначале выбирают группу РПУ, затем подгруппу и так далее, т. е. требуемый РПУ для управления выбирается несколькими этапами. На различных этапах можно применять одинаковые или различные коды.

Для передачи информации ТУ используют скорость передачи от 50 до 2400 бит/с. Из применяемых для ТУ кодов наиболее широкое распространение получили двоичные и двоично-десятичные коды. Для защиты от появления ошибок и повышения достоверности передачи информации ТУ часто используют следующие коды. с проверкой на четность, с постоянным весом, Боуза-Чоудхури, циклические и итеративный код Элайеса. Вероятность искажения элементарного сигнала ТУ может быть снижена применением для передачи информации ТУ модемов с детектором качества сигнала в сочетании с кодовым способом обнаружения ошибок и с информационной обратной связью. Аппаратуру ТУ строят обычно по принципу модульно-блочной конструкции на интегральных микросхемах или на кремниевых транзисторно-транзисторных логических (ТТЛ) схемах. Для передачи информации ТУ могут быть использованы стандартные телефонные каналы проводной или радиорелейной линии.

В РППУ, предназначенных для работы в дистанционном режиме, должны быть по возможности заменены все электромеханические регуляторы и переключатели электронными. Это даёт возможность повысить надежность, быстродействие, точность регулировок в РПУ; сэкономить электроэнергию, обеспечить простоту обслуживания и сократить габариты приемника. По сигналам ТУ в приемнике можно обеспечивать:

коммутацию антенн соответственно направлению приема, частотному диапазону и диаграмме направленности;

перестройку приемника по частоте; переключение цепей, обеспечивающих требуемый вид приема; переключение полос пропускания тракта промежуточной частоты;

управление аттенюатором в ГТП приемника; регулировка уровня сигнала; переключение цепей АРУ; включение и выключение питания; переключение выходов приемника; включение тестовой системы проверки неисправности блоков приемника; проверку исправности системы тревожной сигнализации; переключение резервного оборудования и т. д. Аналогичная информация может быть передана на диспетчерский пункт с помощью сигналов ТС.

Рассмотрим упрощенные структурные схемы блоков вывода и ввода информации с временным кодовым разделением сигналов для передачи по линии связи сигналов ТУ и ТС. Структурная схема блока вывода, который может быть установлен как в диспетчерском пункте для передачи сигналов ТУ, так и на приемном пункте для передачи сигналов ТС, показана на рис.32.1. Сигналы ТУ (ТС) в виде кодовых комбинаций, имеющих адреса и тексты, подаются через распределительное устройство РУ на преобразователь кода ПК.

Рис.32.1

Это преобразование обусловлено тем, что сигналы ТУ подают с клавиатуры на РУ в параллельном коде, а сигналы управления по одной линии связи к приемному пункту необходимо передавать в последовательном коде. Далее в формирователе кодовых сигналов ФК.С для повышения помехоустойчивости в кодовую комбинацию добавляют синхронизирующие и контрольные импульсы используемого кода. Затем импульсы кода модулируются в М для передачи по линии связи к приемному пункту. Алгоритм работы узлов блока вывода задают устройством управления УУ, тактовые импульсы вырабатывает генератор ГТИ.

Структурная схема блока ввода показана на рис. 32.2. Сигнал с линии связи подают на демодулятор Д, с выхода которого импульсы с последовательным кодом преобразуются в ПК в импульсы с кодовой комбинацией в параллельном коде.

Рис.32.2

Контрольные вопросы

1. Каковы особенности построения схем дистанционного управления профессиональным приемником?

2. Какие функции выполняет микропроцессор в приемнике?

3. В чем особенности работы микропроцессора в системе дистанционного управления приемником?

4. Каковы принцип работы и структурная схема блока управления РПрУ на однокристальной микро-ЭВМ?

Лекция 26

План

1. Радиовещательный приемник

2. Телевизионный приемник

Радиовещательный приемник

Высокочастотный тракт радиовещательных приемников выполняют по супергетеродинной схеме. Переносные приемники IV класса имеют лишь диапазоны длинных (ДВ) и средних (СВ) волн. В этих диапазонах применяется амплитудная модуляция радиопередатчиков, и поэтому приемники IV класса рассчитаны на прием AM сигналов. В стационарных приемниках III класса предусматривается прием УКВ вещательных станций с частотной модуляцией (ЧМ). Поэтому приемники III класса кроме диапазонов ДВ и СВ имеют диапазон УКВ. Структурная схема стационарного приемника III класса изображена на рис.33.2. Приемник имеет две антенны — антенну УКВ и антенну ДВ и СВ.

Рис.33.2

Структурная схема высокочастотного тракта с детектором приемника стереовещания не отличается от структурной схемы приемника ЧМС.

Укрупненная структурная схема приемника стереофонического вещания изображена на рис.33.3. Здесь КСС, полученный на выходе частотного детектора, подается на стереодекодер (СД), который выделяет сигналы левого и правого каналов стереопары. Далее происходит усиление сигналов левого и правого каналов в раздельных усилительных трактах, где осуществляется коррекция предыскажений. Усиленные колебания левого и правого каналов подаются на электроакустические преобразователи (громкоговорители). Громкоговорители располагаются так, чтобы создать необходимый стереоэффект.

Рис.33.3

В стереодекодере выполняются: коррекция линейных искажений КСС, возникающих в высокочастотном тракте приемника; восстановление амплитуды поднесущего колебания; детектирование полярно-модулированного колебания; коррекция предыскажений сигнала. Обычно используются следующие принципы разделения сигналов стереопары в стереодекодерах' 1) диодное детектирование полярно-модулированного колебания (ПМК); 2) разделение тональных и надтональных составляющих КСС с последующей их обработкой; 3) преобразование ПМК в АИМК с последующим выделением сигналов стереоканала.

Телевизионный приемник

В телевизионном приёмнике (рис.33.4) осуществляется обратный процесс преобразования принятого антенной телевизионного радиосигнала в яркостную картину изображения на экране телевизионной трубки.

Рис.33.4

В селекторе каналов и преобразователе частоты происходит осуществление разделения частотных каналов и преобразование принятого радиосигнала в сигнал промежуточной частоты. Основное усиление сигналов изображения и звука производится на промежуточной частоте. Сигнал изображения детектируется в видеодетекторе. Здесь же происходит разделение сигналов изображения и звука. Далее сигнал изображения усиливается в видеоусилителе и подаётся на кинескоп.

Сигнал промежуточной частоты звукового канала усиливается в УПЧ звука и, после детектирования в частотном детекторе и усиления в усилителе звука, подается на громкоговоритель.

Синхронность развёрток электронных лучей приёмника и передатчика обеспечивается выделением синхроимпульсов из принятого видеосигнала.

Параметры систем чёрно-белого телевидения:

• частота смены кадров = 25 Гц ;

• частота смены полей при чересстрочной развёртке = 50 Гц ;

• число строк в кадре Z=625;

• частота следования строк 15 625 Гц ;

• число элементов разложения в строке = 33 ;

• число элементов разложения в кадре = 521 000 n ;

• длительность развёртки строки с обратным ходом 64 мкс;

• длительность развёртки кадра с обратным ходом 0,04 с;

• ширина полосы частот сигнала изображения 6,5 МГц;

• ширина полосы частот видеосигнала изображения и звукового сопровождения 8 МГц.

Структурная схема цветного телевизионного приёмника изображена на рис. 33.5.

Рис.33.5

Основное отличие цветного телевизионного приёмника – блок цветности, формирующий три сигнала цветности . Фильтр с полосой частот 6,5 МГц, включённый на выходе видеоусилителя, выделяет сигнал яркости.

Сигнал с выхода видеоусилителя поступает также на фильтры цветоразностных сигналов (ЦРС), которые выделяют ЧМ цветоразностные сигналы с несущими частотами . С помощью электронного коммутатора, управляемого синхро-импульсами строк, цветоразностные сигналы поступают на ЧД. С выхода усилителей продетектированные цветоразностные видеосигналывместе с сигналами яркости подаются на матрицу, на выходе которой получаются три сигнала цветности . Эти сигналы вместе с сигналами яркости поступают на цветной кинескоп и формируют цветное изображение на экране.

Контрольные вопросы

1. Приведите структурную схему и поясните принцип работы радиовещательного приемника.

2. Приведите структурную схему и поясните принцип работы телевизионного приемника.

Литература

1. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ В.В.Шахгильдян, В.Б. Козырев, А.А.Ляховкин и др.; Под ред. В.В.Шахгильдяна. – 3-е изд., перераб. и доп. – М.: Радио и связь, 1996. – 560 с.: ил.

2. Радиопередающие устройства: Учебник/ В.И.Каганов. – М.: ИРПО: Издательский центр «Академия», 2002. – 282 с.

3. Системы цифровой радиосвязи. Базовые методы и характеристики. Учеб. пособие / Л. Н. Волков, М. С. Немировский, Ю. С. Шинаков. - М. : ЭКО-ТРЕНДЗ, 2005. - 392 с. : ил.

4. Радиоприёмные устройства. Учебник для вузов/ Н.Н.Фомин, Н.Н.Буга, О.В.Головин и др.; Под ред.Н.Н. Фомина. – М.: Горячая линия – Телеком, 2007. – 520 с.: ил.

5. Головин О.В. Радиоприемные устройства. – М.: Горячая линия – Телеком, 2004. – 384 с.: ил.

6. Онищук А.Г., Забеньков И.И., Амелин А.М. Радиоприёмные устройства. Уч. пособие. Минск, ООО «Новые знания», 2005. – 240 с.

7. А.Абдуазизов. Электралоқа назарияси. (Дарслик). – Т.: «Фан ва технология», 2011, 416 б.

8. А.Абдуазизов, Д.Давронбеков. Радиоузатиш ва қабул қилиш қурилмалари. Ўқув қўлланма. –Т.: “Фан ва технология”, 2011, 272 б.