2. Вторичные источники электроэнергии

 

2.1. Выпрямители

 

Распределение электрической энергии в нашей стране производится на переменном токе с частотой f=50 Гц. Вместе с тем аппаратура проводной связи большей частью питается постоянным током различных напряжений. Поэтому возникает необходимость преобразовать переменный ток в постоянный. Для этого можно использовать электрические машины постоянного тока, но они имеют ряд недостатков: вращающиеся части, создают шум, требуют специальных фундаментов и т.д. Поэтому после разработки мощных силовых вентилей перешли от электрических машин к статическим выпрямительным устройствам, т.е. выпрямителям. Они не требуют специальных фундаментов, почти бесшумны, надежны в эксплуатации, легче могут быть автоматизированы и во многих случаях экономичнее, чем электрические машины.

Выпрямителем называется статическое устройство, преобразующее переменный ток в постоянный. В процессе эксплуатации выпрямитель должен отвечать ряду технических требований. Основными из них являются:

1)            заданные выпрямленное напряжение и мощность;

2)            допустимый  уровень  пульсаций  выпрямленного напряжения;

3)            безопасность обслуживания;

4)            удобство и надежность управления;

5)            высокий КПД;

6)            стабильность выпрямленного напряжения;

7)            высокий коэффициент мощности;

8)            надежная и быстродействующая защита от сверх токов и перенапряжений;

9)            низкая стоимость технической эксплуатации;

10)        малые габариты и вес устройства.

 

В общем виде выпрямитель состоит из 4-х основных звеньев (рис. 2.1).

 

 

Рис.2.1. Структурная схема одноканального выпрямителя

 

Трансформатор:

1)            преобразует напряжение сети переменного тока в такое, которое необходимо для получения заданного напряжения постоянного тока на выходе выпрямителя, которое, как правило, не совпадает со стандартным напряжением питающей сети;

2)            гальванически (электрически) развязывает рабочие цепи выпрямителя и нагрузку от питающей сети и от других потребителей, т.е. делает их независимыми;

3)            позволяет заземлять 1 полюс выпрямителя, что часто требует аппаратура связи. Иногда трансформатор выпрямителя используется для умножения числа фаз. Для этого число вторичных обмоток делается в два раза больше числа первичных обмоток. Это делается для увеличения частоты пульсаций выпрямленного напряжения, а, следовательно, для уменьшения коэффициента пульсаций. Кроме того, общая точка фазных обмоток, соединенных в звезду на 2-ной стороне трансформатора, часто служит одним из выходных полюсов выпрямителя, к которому подключается нагрузка.

Вентили обладают односторонней проводимостью и осуществляют преобразование переменного тока в постоянный ток. Их количество в выпрямителе зависит от схемы выпрямления. Каждая фаза выпрямителя имеет, по крайней мере, одно вентильное звено. Но есть схемы, которые имеют по два и более вентильных звена на фазу. Каждое вентильное звено должно иметь, по крайней мере, один вентиль. Но во многих случаях для получения заданной величины тока или напряжения приходится каждое вентильное звено составлять из нескольких вентилей, включаемых последовательно, параллельно или более сложными группами.

Выпрямленное напряжение или ток после вентилей получается пульсирующим. Такой ток можно представить, как состоящий из двух токов: постоянного тока и наложенного на него переменного. При питании аппаратуры связи пульсирующим постоянным током могут возникнуть серьезные помехи передаче сигналов связи. Т.к. это недопустимо, то обычно принимают меры к снижению этой пульсации. Для этого между вентилями и питаемой аппаратурой ставится сглаживающий фильтр. Выходное напряжение выпрямителя зависит от величины питающего переменного напряжения, а оно может меняться в пределах (-10...15%). Аппаратура связи чаще всего не допускает такого значительного колебания напряжения, поэтому в современных выпрямителях после фильтра ставят стабилизаторы напряжения, и если надо тока. Помимо этих звеньев у всякого выпрямительного устройства есть аппаратура коммутации, защиты и т.д.

Выпрямители бывают управляемыми и неуправляемыми. Неуправляемый выпрямитель не позволяет регулировать выходное напряжение. Оно всегда определяется соотношением U₀ = K U₂,

где: U₀ – напряжение постоянного тока на выходе выпрямителя;

     U₂ – напряжение переменного тока на входе выпрямителя;

     K – постоянный коэффициент схемы выпрямления.

Если при таком выпрямителе надо изменить напряжение на выходе, то приходится менять напряжение на входе. В управляемых выпрямителях напряжение постоянного тока на нагрузке можно менять в процессе работы выпрямителя, не меняя входное напряжение, а воздействуя на режим работы выпрямителя.

Выпрямительные устройства можно классифицировать:

1)     по схеме выпрямления – однофазные и многофазные, однополупериодные (однотактные) и двухполупериодные (двухтактные);

2)     по мощности – маломощные (до 100 Вт), средней мощности (до 5 кВт), мощные (свыше 5 кВт);

3)     по частоте выпрямленного тока – промышленной частоты (50 Гц), повышенной частоты (400 или 1000 Гц), высокой частоты (свыше 1000 Гц);

4)     по напряжению – низкого  (до 250 В), среднего (до 1000 В), высокого (свыше 1000 В);

5)     по режиму рабочей нагрузки – длительная, импульсная,     кратковременная;

6)     по реакции нагрузки на выпрямитель – активная, индуктивная и емкостная реакция.

 

Вентили и их параметры

Выпрямление переменного тока в постоянный ток осуществляется нелинейным элементом – вентилем.

Вентиль – прибор, проводящий электрический ток преимущественно в одном направлении. Он обладает большой проводимостью (т.е. малым сопротивлением) для тока одного направления, и малой проводимостью (т.е. большим сопротивлением) для тока одного направления. Направление, в котором вентиль обладает малым сопротивлением, называется прямым, оно характеризуется величинами R_пр, I_пр, U_пр. А направление, в котором вентиль обладает большим сопротивлением, называется обратным и характеризуется величинами R_обр, I_обр, U_обр. Обозначение вентиля в схеме приведена на рис. 2.2:

 

                         Рис. 2.2. Обозначение вентиля в схеме.

 

Напряжение от анода к катоду называется прямым, а от катода к аноду - обратным. Различают идеальный и реальный вентили. Направление тока через вентиль и его основные электрические свойства выражаются вольтамперной характеристикой (ВАХ) –  I = f (U).

У идеального вентиля R_пр=0, соответственно   U_пр=0, а ток I_пр ничем не ограничен, а R_обр=¥,т.е. при любом U_обр величина I_обр=0.

Реальный вентиль обладает некоторым сопротивлением R_пр, поэтому для создания заданной величины прямого тока I_пр к нему надо подвести определенную величину U_пр. А в обратном направлении он обладает конечным R_обр, поэтому пропускает некоторый обратный ток I_обр  (рис. 2.3).

Вентили бывают ионными и электронными, управляемыми и неуправляемыми. В настоящее время в основном применяются электронные полупроводниковые вентили – селеновые, кремниевые, германиевые (неуправляемые) и кремниевые управляемые (тиристоры).

 

         

Рис. 2.3. Вольт-амперные храктеристика полупроводникового диода

 

Более современными являются германиевые и кремниевые вентили. Они допускают большую плотность тока, чем селеновые и имеют меньшее U_пр при том же токе I_пр, меньший ток I_обр при том же U_обр и большую величину U_{обр.доп.}, чем селеновые.

Германиевые вентили применяются в основном в низковольтных выпрямительных устройствах, т.к. у них U_пр в 2-3 раза меньше, чем у кремниевых.

Кремниевые вентили имеют U_{обр.доп.} больше и I_обр на 2-3 порядка меньше, чем германиевые и могут применяться в мощных ВУТ при повышенной температуре. Неуправляемые кремниевые вентили выпускаются на I_пр до 1000 А, при U_{обр.доп.} до 1000 В.

Кремниевые вентили бывают и управляемые – тиристоры. Они применяются в управляемых выпрямителях. Это трех электродный прибор с четырехслойной полупроводниковой структурой (рис. 2.4).

                                       а)                                                     б)

Рис.2.4. Структура (а) и обозначение (б) тиристора

 

Кроме анода и катода, как у обычного диода, он имеет еще один вывод - управляющий электрод (УЭ). Пока на УЭ не подан сигнал положительной полярности ВАХ тиристора имеет вид, как показано на рис.2.5.

Тиристор не пропускает ток до тех пор, пока к его аноду приложено напряжение меньше U_amax в это время через него проходит только очень маленький ток утечки I_ут (область 1), если U_a=U_amax, тиристор открывается (при токе I_вкл), и переходит в область 2 – область устойчивой работы, тогда ток I_пр через него определяется сопротивлением нагрузки.

 

Рис. 2.5. Вольт-амперная храктеристика полупроводникового тиристора:

1 – область непроводящего состояния в прямом направлении;

2 – область пробоя;

3 – область отрицательного  сопротивления;

4 – область высокой проводимости;

5 – область непроводящего состояния в обратном  направлении;

6 – область необратимого лавинного пробоя.

 

Если I_пр снизится до I_вык, тиристор самопроизвольно закроется. Область 3 - зона неустойчивой работы тиристора. Область 4, как у любого диода, соответствует запиранию тиристора при обратном напряжении. Если подать сигнал на УЭ, то характеристика тиристора в области 1 и 3 изменится, т.е. при I_Y1>0 он откроется при меньшем значении U_amax1, при увеличении I_Y до I_Y2>I_Y1. U_amax2 станет еще меньше, т.е. тиристор откроется раньше. При достаточно большом I_Y ВАХ тиристора приблизится к ВАХ обычного неуправляемого диода. Т.о. если тиристор включен в цепь переменного напряжения, то в зависимости от величины тока I_Y он включится при разных значениях U_amax. Если тиристоры включить вместо диодов в выпрямитель, то на его выходе получится регулируемое напряжение. Когда тиристор открылся, управляющее действие УЭ пропадает, и закрыть тиристор можно только обратным напряжением или отключением от сети.

 

Выходные параметры выпрямителя

К выходным параметрам выпрямителя относятся:

1)     среднее значение выпрямленного напряжения U₀;

2)     среднее значение выпрямленного тока I₀;

3)     частота пульсации основной гармоники выпрямленного напряжения f_n;

4)     коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения K_п;

5)     внешняя характеристика выпрямителя - зависимость выходного напряжения U₀ от тока  нагрузки I₀ при постоянном напряжении на входе выпрямителя;

6)     обратное напряжение U_обр, необходимое для подбора вентилей.

 

Для трансформаторов, работающих в схемах выпрямления, определяются следующие параметры:

1)     действующие значения напряжения и тока вторичной обмотки U₂ и I₂, т.к. их принято сравнивать со средним значением (постоянной составляющей) выпрямленного напряжения и тока;

2) действующие значения напряжения U₁ и тока I₁ первичной обмотки;

3) полная мощность вторичной обмотки S₂;

4) полная мощность первичной обмотки S₁;

5) полная (габаритная) мощность трансформатора S_тр=( S₁+S₂) / 2;

6) коэффициент использования вторичной обмотки трансформатора K₂=P₀/S₂, где P₀ – выходная мощность выпрямителя;

7)     коэффициент использования первичной обмотки трансформатора K₁=P₀/S₁;

8)     коэффициент использования трансформатора K_тр=P₀ / S_тр.

Эти коэффициенты зависят от схемы выпрямления, так как при однотактном выпрямлении в трансформаторе существует явление вынужденного намагничивания, который сильно уменьшает коэффициент использования трансформатора.

Рассмотрим эти выходные параметры. По схеме  выпрямления  выпрямители  бывают  однофазные  и  многофазные, однополупериодные (однотактные) и двухполупериодные (двухтактные). Поэтому число фаз выпрямления m может не совпадать с числом фаз вторичной обмотки трансформатора. Это число определяют  из  соотношения   m=pn, где n – число вторичных обмоток трансформатора (1, 2, 3, 6 и т.д.), а p – число выпрямленных полупериодов (p=1 или 2). При определении однотактной или двухтактной схемы исходят из того, сколько импульсов тока протекает через каждую фазную обмотку вторичной ной цепи трансформатора за 1 период питающего напряжения. В однотактном выпрямителе за 1 период через 1 фазную обмотку протекает 1 импульс тока, а в двухтактном выпрямителе – 2. Таким образом, частота пульсаций выпрямленного тока не совпадает с частотой питающей сети. Она равна f_п=mf_сети.

 

2.2.   Однотактные схемы выпрямления

 

Однофазная однотактная схема выпрямления

Когда на аноде вентиля будет положительный потенциал, ток потечет через вентиль, R_н и замкнется на вторичную обмотку трансформатора (рис. 2.6). Если U₂=Sinwt, то ток в нагрузке будет в виде полусинусоиды, такую же форму импульсов будет иметь напряжение на нагрузке. Этот выпрямленный ток имеет постоянную составляющую I₀, представляющую собой среднее значение выпрямленного тока, протекающего за период через нагрузку.

В однотактной схеме выпрямления имеют место следующие соотношения:

                             U₀ = (/p)U₂ = 0,45U₂;                                          (2.1)

 

                            I₀ = (2/p)I₂ = I₂/1,57 = 0,637 I₂.                                 (2.2)

 

                                         а)                                   б)

Рис. 2.6.Однофазная однотактная схема выпрямления  (а) и временные диаграммы (б)

 

Обратное напряжение, которое прикладывается к закрытому вентилю, равно амплитуде приложенного 2-ного напряжения трансформатора, т.е.

                      

                       U_ОБР = U_m = pU₀ = 3,14U₀ =U₂,                               (2.3)

 

то есть в 3 раза больше выпрямленного напряжения. Частота пульсаций выпрямленного напряжения и тока в такой схеме f_п = f_с (т.к. m=1).

 

Трехфазная однотактная схема выпрямления

 

Она состоит из трехфазного трансформатора, вторичная обмотка которого соединена “звездой”.  Концы вторичных обмоток соединены в одну нулевую точку, а начала подключены к анодам вентилей. Катоды всех вентилей соединены в общую точку и образуют положительный полюс на выходе выпрямителя (рис. 2.7).

А нулевая точка трансформатора является отрицательным полюсом. Напряжения разных фаз вторичной обмотки U₂ сдвинуты по фазе на 2p/3.

Рис. 2.7. Трехфазная однотактная схема выпрямления

 

В любой момент времени откроется тот вентиль, на аноде которого окажется наибольший положительный потенциал относительно других фаз (рис. 2.8).

 

 

Рис.2.8. Временные диаграммы работы трехфазного однотактного выпрямителя

 

Возьмем произвольный момент времени t₀, тогда на аноде первого вентиля оказывается наиболее высокий потенциал и он открывается. Под действием U_2I ток будет протекать через первую фазу, второй вентиль, сопротивление нагрузки R_н к нулевой точке.

Напряжение на нагрузке равно мгновенному значению U_2I. До момента t₁ напряжение во второй фазе тоже положительно, но меньше чем в первой, поэтому потенциал анода второго вентиля оказался ниже потенциала его катода и второй вентиль закрыт.

Начиная с момента t_2, начинает работать третья фаза и т.д. Каждая фаза работает в течение части периода 2p/3. Напряжение на выходе выпрямителя U₀ в любой момент времени равно мгновенному значению напряжения фазы вторичной обмотки, в которой открыт вентиль, т.е. выпрямленное напряжение U₀ представляет собой огибающую напряжения U₂ вторичных обмоток, а так как I₀=U₀/R₀, то эта же кривая в другом масштабе является кривой тока. Причем ток по каждой фазе протекает в течение трети периода. Возьмем за начало отсчета времени момент, когда напряжение U₂ в фазе двойной обмотки равно U_m и рассмотрим интервал времени =/m (здесь m=3). Тогда постоянная составляющая выпрямленного напряжения определится из выражения

 

                                       (2.4)

 

или, переходя к действующему значению U₂, имеем:

 

                         U₀ = (3U₂ )/2=1,17U₂ ,                                               (2.5)

 

соответственно,

 

                                                   (2.6)

 

Действующее значение тока двойной обмотки трансформатора и вентиля, (т.к. он течет только часть первого полупериода):

 

                                         (2.7)

 

Если сравнивать между собой I₀ и I₂, то проделав соответствующие преобразования, получим I₀=I₂/0,58 =1,752I₂. Обратное напряжение на вентиль в этой схеме описывается кривой, определяемой разностью двух синусоидальных фазных напряжений. Так как разность двух фазных напряжений равна линейному напряжению, то максимальная величина обратного напряжения равна амплитуде линейного напряжения вторичной обмотки трансформатора, т.е. U_обр = U_m=U_Л= U₂. Частота пульсаций выпрямленного напряжения f_n=mf_c=3f_c.

В однотактных схемах выпрямления ток каждой фазы вторичной обмотки трансформатора содержит постоянную составляющую равную (1/m)I₀, которая создает постоянную составляющую магнитного потока Ф₀, не компенсируемую током первичной обмотки. В результате в таких схемах создается вынужденное намагничивание магнитопровода трансформатора. Ток I₀ создает намагничивающую силу F₀=(I₀/m)W₀, а Ф₀=F₀/R_m, где R_m - магнитное сопротивление на пути этого потока. Т.к. по сердечнику трансформатора этот поток замкнуться не может, потому что его силовые линии направлены навстречу друг другу, он замыкается по воздуху вокруг стержней, т.к. R_m воздуха велико, то Ф₀ мал. Но обычно трансформатор заключен в магнитопроводящий кожух, или вблизи от него есть металлические (магнитопроводящие) тела, тогда этот поток Ф₀ может оказаться значительным и может нарушить нормальный режим работы трансформатора. Кроме того, при изменении нагрузки выпрямления изменяется ток во вторичных обмотках и соответственно интенсивность вынужденного намагничивания. Это особенно заметно в однофазных однотактных схемах выпрямления, где ток пульсирует с малой частотой, вызывая возникновение пульсирующего магнитного потока Ф₀. Эти потоки вредны не только тем, что дополнительно нагружают магнитопровод и вызывают в нем дополнительные потери, но и тем, что создают пульсирующие магнитные поля рассеяния, которые являются помехами для рядом работающих устройств. Это особенно важно при работе выпрямителей средней и большой мощности.

Для борьбы с вынужденным намагничиванием делают рациональное размещение обмоток на стержнях магнитопровода, т.е. обмотку соединяют в зигзаг (рис. 2.9).

Рис. 2.9. Соединение обмотки в зигзаг

 

Для этого вторичную обмотку каждой фазы делают из двух катушек, эти катушки размещают на разных стержнях и включают последовательно встречно. При этом каждая половина обмотки создает магнитные потоки, направленные встречно и компенсирующие друг друга, поэтому вынужденное намагничивание трансформатора сильно уменьшается или вовсе отсутствует. Либо подбирается такая схема выпрямления, которая не создает вынужденного намагничивания. Либо подбирают такое размещение обмоток, при котором вынужденное намагничивание сильно уменьшается или совсем устраняется.

 

2.3. Двухтактные схемы выпрямления

 

Мостовая схема выпрямления

Иначе ее называют однофазной мостовой схемой Герца. В ней в течение одного полу периода выпрямленный ток течет через B₁, R_Н, B₃ и замыкается на вторичной обмотке трансформатора (рис. 2.10).

       При обратной полярности ток замкнется через B₂, R_Н, B₄ и  вторичную обмотку  (рис. 2.11). Т.е. ток через нагрузку и вторичную обмотку трансформатора течет в течение всего периода. Постоянная составляющая тока через R_Н равна (при условии, что I_m=U_m/R_Н):

 

                                                        (2.8)

 

                                              ,                                                    (2.9)

 

то есть в 2 раза больше, чем в однофазной однотактной схеме. Так как ток по вторичной обмотке трансформатора течет весь период, то действующее его значение определится, как

 

                                                               (2.10)

 

тогда, сравнивая I₀ и I₂, получим

 

                                   .                                           (2.11)

 

                                          а)                                               б)

Рис. 2.10. Мостовая  схема выпрямления  (а) и временные диаграммы (б)

 

Так как за каждый полупериод работают попарно два вентиля, то действующее значение тока через каждую пару последовательно соединенных вентилей равен: I_B = I₂/2.

Для этой схемы m=2, f_П =2 f_С, обратное напряжение на запертых вентилях определится как U_ОБР=U_m=U₂, т.к. вентили подключены к U₂ параллельно.

 

Двухтактная схема выпрямления с нулевым выводом вторичной цепи трансформатора

 Эту схему иначе называют двухфазной однотактной, т.к. за период выпрямленного тока в каждой половине вторичной обмотки трансформатора протекает один импульс тока, но как обычно в технике переменного тока не применяется двух фазный ток из-за трудностей его генерирования и отсутствия сетей двух фазного тока, то чаще применяется первое название (рис. 2.11а).

В этой схеме обе половины вторичной обмотки участвуют в работе выпрямителя поочередно. В первый полу период цепь выпрямленного тока замыкается через B₁, R_Н и полу обмотку трансформатора, во  второй полу период – через B₂, R_Н и другую полу обмотку трансформатора. По нагрузке ток протекает в течение всего периода с одинаковой полярностью (рис. 2.11б).

В этой схеме постоянная составляющая напряжения на нагрузке:

 

                                                                      (2.12)

 

так как m=2, U₂=U’₂=U”₂, то

 

                                   I₀ = U₀ / R_H = 0,9 U₂ / R_H .                                          (2.13)

 

Действующее значение тока каждой половины вторичной обмотки трансформатора

                                                                    (2.14)

 

 

                                           а)                                     б)

Рис. 2.11. Двухтактная схема выпрямления с нулевым выводом вторичной цепи трансформатора (а) и временные диаграммы работы

 

Частота пульсаций на нагрузке  f_n = 2 f_c. Закрытый вентиль находится под обратным напряжением, равным разности потенциалов между концами вторичной обмотки трансформатора. Максимальное значение этой разности потенциалов равно удвоенному  амплитудному значению напряжения на одной половине вторичной обмотки, т.е.

 

                                  U_ОБР = 2U_m = 2U₂,                                                     (2.15)

 

значит в этой схеме U_ОБР на запертом вентиле в 2 раза больше, чем в мостовой.

 

 

Трехфазная двухтактная схема (схема Ларионова)

При этом вторичную обмотку трансформатора можно включать и звездой и треугольником, но чаще она включается в звезду, так как при этом есть возможность использовать нулевую точку для снятия половинного выпрямленного напряжения (рис. 2.12).

Каждая фаза обмотки трансформатора подключается к аноду одного и к катоду другого вентиля. 3 вентиля соединяются между собой в общую точку анодами (1, 3, 5) и образуют анодную группу вентилей, создающую (-) полюс на выходе, а 3 других вентиля образуют катодную группу вентилей и (+) полюс на выходе.

                                     

 

Рис. 2.12. Трехфазная двухтактная схема (схема Ларионова)

 

В анодной группе проводящим будет тот вентиль, на катоде которого наибольший отрицательный потенциал, а в катодной группе – тот, на аноде которого будет наибольший положительный потенциал. В любой момент времени ток протекает через 2 последовательно соединенных вентиля, сопротивление нагрузки и обмотки двух фаз.

Работа каждой пары вентилей происходит в течение 1/6 периода. Порядок следования фаз определяет, через какие пары вентилей протекает ток. Если изменить этот порядок, то изменится сочетание последовательно соединенных вентилей. В течение каждого периода выпрямляемого тока через каждую фазу трансформатора протекает 2 импульса тока положительной полярности в течение 1/3Т (каждый импульс длиться Т/6) и 2 импульса тока отрицательной полярности с той же длительностью (рис. 2.13). Т.о., каждая фаза трансформатора работает в течение 2Т/3, а каждый вентиль работает Т/3. Напряжение на выходе выпрямителя равно огибающей, полученной при выпрямлении 6-ти тактов напряжения (m=6 для этой схемы), а величина его равна мгновенному значению линейного напряжения между двумя фазами в период открывания вентилей в этих фазах.

 

 

Рис. 2.13. Временные диаграммы работы трехфазной двухтактной схемы выпрямления

 

Величина постоянной составляющей выпрямленного напряжения определяется, как

 

          U₀ = (m/p)U₂ Sin (p/m) = (6/p)U₂Sin (p/6) = 2,34 U₂                 (2.16)

 

аналогично можно получить:

 

                                                        I₀ = 1.22I₂ ,                                                    (2.17)

 

где I₂ - действующее значение тока вторичной обмотки каждой фазы трансформатора. Частота пульсаций выпрямленного напряжения и тока f_n = 6f_c. Обратное напряжение на каждом вентиле

 

                                                     U_ОБР=2,457U₂.                                              (2.18)

 

Сравнительная оценка схем выпрямления

Для выпрямителей важно знать величину мощности постоянного тока P₀=U₀I₀, расходуемой в нагрузке. Но при одной и той же P₀ мощность, потребляемая трансформатором выпрямителя из сети будет зависеть от схемы выпрямителя. Поэтому мы говорим о коэффициенте использования трансформатора К_ТР  и коэффициентах использования его первичной и вторичной обмоток К₁ и К₂ , так как они определяют экономические и энергетические показатели выпрямителя.

 

        К_ТР = P₀ / S_ТР,    S_ТР = S₁ + S₂,                                        (2.19)

 

        К₁ = P₀ / S₁,      S₁ = n₁ U₁ I₁,                                          (2.20)

 

        К₂ = P₀ / S₂,   S₂ = n₂ U₂ I₂,                                              (2.21)

 

так как n₁ может быть не равно n₂, то эти коэффициенты могут сильно различаться. Для сравнения рассмотрим эти коэффициенты для разных схем выпрямления (таблица 2.1).

                                                                                                          Таблица 2.1

 

Из сравнения видно, что в однотактных схемах выпрямления вторичная обмотка трансформатора используется хуже первичной, так как в этих трансформаторах существует вынужденное намагничивание сердечника. Кроме того, если n₂ > n₁, то это тоже сильно ухудшает использование вторичных обмоток. В мостовых двухтактных схемах этого явления нет, поэтому коэффициенты использования трансформатора и его обмоток одинаковы. Кроме того, в мостовых двухтактных схемах меньше обратное напряжение на вентиль. Но их недостаток использование большого числа вентилей.

При выборе схемы выпрямительного устройства учитываются ее эксплуатационные свойства и присущие ей количественные соотношения токов, напряжений, мощностей, так как они определяют стоимость, габариты и вес устройства. Сравнительная оценка разных схем ведется при одинаковых для всех схем условиях. Так мы до сих пор рассматривали выпрямители без потерь и при активной нагрузке, так как при других видах нагрузки меняются соотношения токов и напряжений в схемах выпрямления. Области применения схем выпрямления определяются допустимым коэффициентом пульсации, количеством вентилей и тем, насколько хорошо используется трансформатор. Так однофазная однотактная схема выпрямления, наиболее простая, применяется на выходные мощности до 15 Вт, если нагрузка допускает большой коэффициент пульсаций. Ее достоинством является простота, минимальное число элементов и возможность работать без трансформатора. Недостаток - малая f_n и большой К_П.

Однофазная мостовая схема применяется при мощности до 300 Вт, если выпрямленное напряжение относительно невелико, а ток нагрузки велик. Ее достоинства –  повышенная частота пульсаций, хорошее использование трансформатора, возможность работы без трансформатора, а недостаток – много вентилей, поэтому увеличивается падение напряжения в вентильном комплекте.

Однофазная двухтактная со средней точкой применяется при малых токах нагрузки и высоком выпрямленном напряжении (при одинаковом U₂ в 2 раза больше, чем в мостовой схеме), но на малые мощности (до 50 Вт). Достоинства схемы в минимальном числе вентилей, повышенной частоте пульсаций большем выпрямленном напряжении. Недостатки – плохое использование трансформатора и усложненная его конструкция, высокое обратное напряжение на вентиле.

При достаточно большой мощности постоянного тока лучше использовать многофазные схемы. В выпрямителях средней мощности применяется в основном схема Миткевича – трехфазная однотактная. Ее достоинства большая частота и меньшая величина пульсаций, малое падение напряжения на открытом вентиле, поэтому ее применяют при выпрямленных низких напряжениях. Недостатки – плохое использование трансформатора, наличие вынужденного намагничивания сердечника трансформатора, большое обратное напряжение на вентиле. При большой мощности постоянного тока используется трехфазная двухтактная схема  (Ларионова). Ее достоинства – хорошее использование трансформатора, большая частота пульсаций и ее маленькая амплитуда, отсутствие вынужденного намагничивания трансформатора и возможность применять любую схему соединения обмоток трансформатора. Недостаток - большое число вентилей.

Более сложные схемы выпрямления используются очень редко, так как их выходные параметры улучшаются несущественно, а затраты требуются гораздо большие.

 

2.4. Сглаживающие фильтры

 

При изучении различных схем выпрямления переменного тока мы убедились, что мгновенное значение выпрямленного напряжения не является постоянным, а представляется рядом Фурье, содержащим постоянную составляющую и сумму гармоник переменных составляющих, из которых наибольшую величину имеет первая гармоника, частота которой f_П=mf_С. Тогда мы определяем коэффициент пульсации выпрямленного напряжения

 

                                             ,                                            (2.22)

где к - номер гармоники.

Коэффициент пульсации можно определять и для тока К_ПI = I_~/I₀. При чисто активной нагрузке К_ПU = К_ПI , а при комплексной –  К_ПU ¹ К_ПI. Чаще всего нагрузка позволяет иметь коэффициент пульсации питающего напряжения значительно меньше, чем получается на выходе выпрямителя. Тогда для уменьшения пульсации на выходе выпрямителя включают сглаживающие фильтры.

Но есть цепи (телефонные), где помехи могут вноситься не только амплитудой, но и частотой внешних гармоник напряжения. Это объясняется тем, что ухо человека обладает разной чувствительностью к колебаниям разной частоты, даже если амплитуда их одинакова. Человек слышит звуки с частотой 20 Гц ¸ 20 кГц, причем при одинаковой мощности сигнала наиболее громко слышатся звуки на средних частотах от 600 до 2000 Гц. Поэтому введено понятие псофометрического коэффициента помех a_к, который определяет влияние гармоник с разной частотой с учетом чувствительности микротелефонных цепей и человеческого уха (рис. 2.14). Он определяется экспериментально и для гармоники частотой 800 Гц принимается равным 1. Относительное влияние гармоник с другими частотами характеризуется величиной этого коэффициента a_к.

 

2.14. Зависимость псофометрического коэффициента помех a_к от частоты f

 

Способность сглаживающего фильтра уменьшать пульсацию оценивается коэффициентом сглаживания, равным отношению коэффициента пульсации на входе фильтра (на выходе выпрямителя) к коэффициенту пульсации на его выходе (на нагрузке)

                                           ,                                            (2.23)

 

где U_01m, U _Н1m – амплитуды  основной (первой) гармоники переменной составляющей на входе и на выходе фильтра;

      U₀, U_Н – постоянные составляющие напряжения на входе и выходе фильтра.

Кроме обеспечения необходимого коэффициента  сглаживания к фильтрам предъявляются еще ряд требований. Так как через фильтр идет весь ток нагрузки, то на нем падает часть постоянной составляющей тока и напряжения. Чтобы уменьшить это падение фильтр обычно содержит различные комбинации реактивных элементов L и C, имеющих малые активные потери. Только при очень малых мощностях нагрузки фильтр вместо L содержит резисторы.

Требования, предъявляемые к фильтрам:

1)     минимальное падение постоянной составляющей напряжения;

2)      не должен искажать форму тока в нагрузке при быстром изменении сопротивления нагрузки R_Н (за счёт того, что реактивные элементы фильтра препятствуют быстрым изменениям тока и напряжения);                                                                                                                               

3)     отсутствие перенапряжения и бросков тока в переходных процессах;

4)     малая стоимость, габариты и вес;

5)     высокая надёжность;

6)     частота собственных колебаний фильтра должна быть меньше низшей частоты переменной составляющей выпрямленного напряжения и тока (иначе может быть резонанс в отдельных звеньях фильтра, и амплитуда переменной составляющей не уменьшится, а увеличится).

Существуют различные схемы фильтров: C, L, LC (Г-образные), CLC (П-образные), многозвенные LC и RC, резонансные, электронные фильтры на транзисторах и лампах.

Методы построения сглаживающих фильтров на реактивных элементах заключаются в следующем: последовательно в цепь тока нагрузки включают элемент, имеющий большое сопротивление для изменений тока и малое сопротивление для постоянной составляющей тока (например, реактивная катушка с сердечником, обладающая индуктивностью L, параллельный резонансный контур), а параллельно нагрузке включают элемент, обладающий малым сопротивлением для изменений тока и большим сопротивлением для постоянной составляющей тока (например, конденсатор, последовательный резонансный контур). Принцип действия этих фильтров основан на способности реактивных элементов накапливать и отдавать электрическую энергию.

 

Сглаживающее действие фильтров

 

Индуктивный фильтр состоит из дросселя L, включённого последовательно с нагрузкой R_Н (рис. 2. 15). Сглаживающее действие дросселя основано на возникновении в нём ЭДС самоиндукции, препятствующей изменениям переменной составляющей выпрямленного тока.

Сопротивление дросселя Х_L=w_ПL для постоянной составляющей тока равно 0 (здесь w_П = 2pf_П =2pmf_С = mw_С), а переменной составляющей тока не равна 0, и на нём получается падение переменной составляющей напряжения. Для лучшего сглаживания пульсаций необходимо, чтобы индуктивное сопротивление дросселя было много больше сопротивления R_Н (Х_L = w_ПL >>R_Н), тогда коэффициент сглаживания такого фильтра

 

                             .                                   (2.24)

 

 

                               Рис. 2.15. Индуктивный фильтр

 

При этом активным сопротивлением фильтра (R_др=0) пренебрегаем. Обычно зная схему выпрямления и допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке можно легко определить коэффициент сглаживания К_С, тогда необходимая индуктивность дросселя фильтра определится согласно (2.25):

 

                                                                                                  (2.25)

 

L – фильтры можно применять в многофазных схемах выпрямления при большой мощности и, при небольшом сопротивлении нагрузки R_Н, тогда индуктивность фильтра получится небольшой, имеет малые габариты, и можно пренебречь активными потерями в нём. Но он имеет недостатки:

1)      при резком изменении тока нагрузки на дросселе возникает большая ЭДС самоиндукции, что создаёт перенапряжение на его обмотке, что опасно для изоляции;

2)      сглаживающее действие этого фильтра меняется при изменении тока нагрузки, так как согласно (3) индуктивность дросселя зависит от R_Н.

Достоинства: простота, малые потери мощности, малое изменение U выхода.

Действие емкостного фильтра заключается в том, что при повышении напряжения на выпрямителе он накапливает электрическую энергию, а при снижении напряжения на выпрямителе меньше, чем на конденсаторе последний разряжается на нагрузку (рис. 2.16). Для обеспечения сглаживания пульсаций необходимо чтоб ёмкостное сопротивление конденсатора было значительно меньше, чем сопротивление нагрузки

                                                       Х_С = 1 / (w_СС) << R_Н,                                  (2.26)

 

Тогда конденсатор как бы шунтирует нагрузку, поэтому большая часть переменной составляющей тока замыкается через него, при этом для постоянной составляющей Х_С = ¥, и она замыкается через нагрузку. Так как при работе выпрямителя на ёмкость амплитуда переменной составляющей напряжения зависит от угла отсечки q, то её запишем

 

                                                            ,                                           (2.27)

 

где Н – параметр, зависящий от угла q  и определяемый из графической зависимости Н = f(A) при заданном значении m. Тогда коэффициент пульсации на выходе С-фильтра запишется виде

 

                                                        ,                                     (2.28)

 

а при отсутствии ёмкости коэффициент пульсации на выходе выпрямителя

 

                                         К_{П вх} = 2 / (m² – 1)                                           (2.29)

 

Тогда коэффициент сглаживания С-фильтра         

                        

                                                                                                      (2.30)                 

 

 

Рис. 2.16. Емкостной фильтр

 

Так как допустимый коэффициент пульсации на нагрузке обычно известен, то необходимую величину ёмкости С-фильтра можно найти из условия

                                            С = Н / (r_ф К_{П вых})                                          (2.31)

 

Из выражений (2.24) и (2.30) видно, что с увеличением m коэффициент сглаживания индуктивного фильтра увеличится, а ёмкостного – уменьшается, поэтому С-фильтр применяют при выпрямлении однофазных токов и большом сопротивлении нагрузки R_Н, так как при росте Rн увеличивается сглаживающее действие фильтра.

Достоинством его является простота и малые потери мощности. Но он обладает и рядом недостатков:

1)                          наличие ёмкостного фильтра приводит к увеличению обратного напряжения на вентиль;

2)                          при большом токе нагрузки нужна большая ёмкость фильтра, иначе напряжение на нагрузке резко падает с увеличением тока нагрузки из-за быстрого разряда конденсатора;

3)                          в многофазных схемах выпрямления из-за этого фильтра резко уменьшается угол отсечки, и может возникнуть пропуск фазы, то есть один из вентилей выпрямителя не будет проводить ток;

4)                          так как ток заряда конденсатора велик, и он проходит по выпрямителю, то угол отсечки тока вентиля сильно уменьшается по сравнению со случаем активной нагрузки выпрямителя;

5)                          через вентили выпрямителя проходит большая амплитуда тока, которая ограничивается только небольшим внутренним сопротивлением выпрямителя.

 

Однозвенный Г- образный  LС-фильтр

 

Обычно начинается с индуктивности и состоит из дросселя и конденсатора и обеспечивает значительно больший коэффициент сглаживания (рис. 2.17). При этом должно соблюдаться условие, что для первой гармоники

 

                      Х_С1 = 1 / (m w_СС)<< R_Н << w_СL = Х_L1 ,                              (2.32)

 

тогда совместно они используются намного лучше, чем каждый из элементов фильтра отдельно.

При соблюдении этого условия общее сопротивление цепи для переменной составляющей выпрямленного напряжения сильно уменьшается, поэтому переменная составляющая выпрямленного тока через дроссель увеличится, падение напряжения на нём растёт, значит, переменная составляющая напряжения на зажимах нагрузки значительно уменьшается (по сравнению с её величиной при раздельном включении L и C). В этом случае, пренебрегая активным сопротивлением дросселя, можно считать, что U₀=U_Н, тогда коэффициент сглаживания Г-образного фильтра равен     

 

                          К_С = U_01m / U _Н1m = (mw_С)² LC – 1.                               (2.33)

 

если учесть, что w₀ = –  собственная частота фильтра, то

 

                                                К_С = (mw_С  / w₀)²– 1.                                            (2.34)

 

 

Рис. 2.17. Однозвенный Г- образный  LС-фильтр

 

 Если известен коэффициент сглаживания, то 

 

                                             LC = (К_С + 1)  = (mw_С)².                                          (2.35)

                                       

Чаще всего от фильтра требуется индуктивная реакция на выпрямитель, поэтому он начинается с индуктивности, величина которой должна удовлетворять условию

                                        ,                            (2.36)

 

а, зная L, можно найти С. В общем случае величины L и С можно определить разными способами в зависимости от характера нагрузки (постоянная, импульсная и т.д.). Практически условия выбора величин L и С ограничиваются требованиями экономичности, отсутствием резонансных явлений и наименьшего влияния переходных процессов на нормальный режим работы выпрямителя. Г-образные LС-фильтры, начинающиеся с индуктивности, чаще всего применяются для работы с мощными вентилями.

 

Однозвенный П-образный LС фильтр

 

 П-образный LС фильтр можно представить в виде двухзвенного, состоящего из ёмкостного фильтра С₀ и Г-образного, состоящего из L и С₁  (рис. 2.18).

Сглаживающее действие такого фильтра можно представить как совместное действие обоих звеньев, и его коэффициент сглаживания равен произведению коэффициентов сглаживания обоих звеньев, то есть

 

                                                       К_СП = К_СС0  К_СГ,                                         ( 2.37)

 

или, подставив сюда значения К_СС0 и К_СГ получим:

 

                                                               (2.38)

 

Рис. 2.18. Однозвенный П-образный LС фильтр

 

          Обычно при расчёте П-образных фильтров величину С₀ можно найти, зная m, r_ф, H и К_Пвых –  коэффициент пульсаций на входе С₀ – фильтра согласно (2.31) из расчёта выпрямителя, поэтому дальнейший расчёт сводится к определению параметров LC₁  из условия (2.38), так как К_СП и К_СС0 известны, то

 

                                                                       (2.39)

 

Наибольший коэффициент сглаживания П-образного фильтра получается при условии C₀ =C₁ .

 

Многозвенные LC-фильтры

 

Многозвенные LС-фильтры применяются, когда надо получить хорошее сглаживание пульсаций. Они состоят из нескольких последовательно соединённых Г-образных звеньев и могут начинаться и с индуктивности, как Г-образные, и с ёмкости, как П-образные (рис. 2.19).

         

                        а)                                                       б)

Рис. 2.19. Многозвенный  П-образный (а) и Г-образный LC-фильтры

 

Коэффициент сглаживания такого фильтра равен произведению коэффициентов сглаживания отдельных звеньев, то есть

 

                                                    К_С = К_С1 × К_С2 ×  _¼× К_{Сп ,}                                     (2.40)

 

где n-число звеньев фильтра.

Так как С₀ можно всегда найти из расчёта выпрямителя, то коэффициенты сглаживания остальных звеньев определяются, как

 

                                       К_СГ1 =(mw_С)² L₁C₁, К_СГ2 = (mw_С)²  L₂C₂                        (2.41)

 

          Практически в многозвенных фильтрах удобно иметь одинаковые коэффициенты сглаживания звеньев, то есть К_С1=К_С2=_¼=К_Сп, тогда коэффициент сглаживания всего фильтра К_С1 = К_Сп^п, а так как все звенья состоят из одинаковых элементов L и С (то есть L₁=L₂=....= L_п и С₁=С₂=...=С_п), то можно записать

                                          К_С =(mw_С)^2п (L_звC_зв )^п= К_Сзв ^п                                                         (2.42)

 

 где К_Сзв – коэффициент сглаживания первого звена.

 

Отсюда получим выражение:

                                                       .                                  (2.43)

 

После определения произведения L_звC_зв надо сравнить собственную частоту фильтра w₀ с частотой основной гармоники выпрямленного напряжения w. Чтобы не было резонанса собственная частота фильтра должна подчиняться условию w₀ £ 0,5рw, а так как , то отсюда LC ³ 4 / (mw) ², а это выполняется, если, согласно (2.35) К_С ³ 3.

При постоянной нагрузке w = w_С,,а при импульсной нагрузке w=w_и, где w_и – частота импульсов нагрузки. Тогда рассматривается отношение

 

                                                                K = w_и/w_С                                                                      (2.44)

 

и условие отсутствия резонанса запишется:

 

                                                      w₀ £ 0,5w_и= 0,5Кw_С,                                      (2.45)

 

 и оно выполняется, если К_С ³ (2m/K)²-1; если оно окажется больше заданного К_С, то надо увеличить произведение LC.

Величины индуктивности L_зв и ёмкости C_зв определяются для таких фильтров из условия обеспечения индуктивной реакции фильтра, то есть L_зв определяется из условия (2.36), а затем находят C_зв.

В схемах электропитания систем проводной связи параллельно с выпрямителями чаще всего ставятся аккумуляторные батареи для обеспечения резерва питания, если отключится сеть переменного тока (рис. 2.20).

Эта батарея заряжена до номинального напряжения, необходимого для питания нагрузки, поэтому при колебаниях напряжения на выходе выпрямителя она тоже является элементом фильтра, исполняя роль ёмкости, включённой параллельно нагрузке. Так как сопротивление батареи (r_б<<R_Н), то переменная составляющая тока замыкается по дросселю и аккумуляторной батарее.

 

Рис.2.20. Схема параллельного включения аккумуляторных батарей.

 

RC-фильтры –  используются в выпрямителях малой мощности при малых токах нагрузки (I₀ £ 10 мА) и небольших коэффициентах сглаживания К_С. В них индуктивность L заменена активным сопротивлением резистора R_ф. При этом сильно уменьшается вес, габариты и стоимость фильтра, но увеличивается на нём падение напряжения по сравнению с LC-фильтром. Коэффициент сглаживания такого Г-образного фильтра

 

                                                                         (2.46)

 

Значения параметров такого фильтра определяют при известном К_С из условия обеспечения оптимального КПД.

Г-образные RC-фильтры кроме сглаживания одновременно служат развязывающей цепью между отдельными цепями нагрузки и устраняют связь между этими цепями через общий источник питания. Особенно широко они используются в многокаскадных транзисторных и ламповых усилителях.

Резонансные фильтры содержат колебательный контур C_кL_к, настроенный в резонанс с основной гармоникой пульсации выпрямленного напряжения (рис. 2.21). Колебательный контур может быть последовательным и параллельным, и его параметры выбираются так, чтобы для основной гармоники эквивалентное сопротивление контура будет очень большим и переменная составляющая выпрямленного напряжения почти полностью упадёт на контуре. Схема фильтра с параллельным контуром, который настраивается в резонанс с основной частотой пульсаций f_П, то есть

 

                                                  2p f_П  = w_к                                       (2.47)

 

и оказывает переменной составляющей напряжения этой частоты активное эквивалентное сопротивление

 

                                                     R_экв = L_к  /(C_к R_к),                                          (2.48)

 

где R_к - активное сопротивление контура (обмотки дросселя).

                                        

                                         Рис 2.21. Резонансный фильтр.

 

Коэффициент сглаживания такого фильтра

 

                                                         К_С » mw C / R_экв                                                                     (2.49)

 

 

Этот фильтр хорошо сглаживает только пульсации с резонансной частотой, а остальные (особенно низкочастотные) пропускает в нагрузку. Такой фильтр называет “фильтром пробкой” и используют в цепях высокой частоты для устранения помех на резонансной частоте.

Фильтр с последовательным резонансным контуром тоже настраивается в резонанс с частотой пульсации основной гармоники для него из условия резонанса L_к = 1/(mw_С)²C_к  (рис. 2.22). Его коэффициент сглаживания

 

                                                            К_С  » mw_С L_к/R_к,                                        (2.50)

 

причём R_к намного меньше сопротивления конденсатора C₁ для составляющих тока резонансной частоты.

Рис. 2.22. Фильтр с последовательным резонансным контуром

 

Он хорошо сглаживает пульсации с резонансной и более высокой частотой, для которой сопротивление конденсатора C₁  мало.

   Недостатком резонансных фильтров является то, что они хорошо сглаживают только переменную составляющую резонансной частоты, а остальные составляющие других частот сглаживаются гораздо хуже. Кроме того, их коэффициент сглаживания зависит от тока нагрузки. 

 

Переходные процессы в LC-фильтрах

Так как ток в дросселе и напряжение на конденсаторе не могут измениться мгновенно (это элементы реактивные, и имеют запас электромагнитной энергии), то при включении выпрямителя в сглаживающих LC-фильтрах возникают переходные процессы. Они проявляются в том, что через вентиль возникают большие кратковременные токи (из-за индуктивности), а на конденсаторах большие перенапряжения. Эти переходные процессы чаще всего очень кратковременны, но всё равно оказывают вредное действие на выпрямитель и могут привести к выходу из строя выпрямителя или фильтра. Если считать, что ток через нагрузку непрерывен, то есть фильтр с нагрузкой включаются или выключаются в цепь постоянного тока с напряжением U_0ХХ, тогда при включении выпрямителя возникают переходные процессы, описываемые уравнениями:

 

                                     ,                                 (2.51)

 

где i_в – ток через вентиль (i_в = i_С  + I₀);

r_др – сопротивление дросселя фильтра;

i_С – ток конденсатора.

Напряжение на конденсаторе: , так как они включены параллельно.

        Из (2.51) можно найти ток i_в, который равен сумме i_в = i_уст+i_пер, причём i_уст = I₀ = U_0ХХ /(r_ф+r_др+R_Н), а i_пер – переменная составляющая тока в переходном процессе, её амплитуда и длительность зависят от соотношения параметров L и С и собственной частоты фильтра. Её можно найти из (2.51), отбросив свободный член.

 Изменение тока через вентиль и напряжения на нагрузке при включении выпрямителя показано на рис. 2.23.

Рис. 2.23. Изменение тока через вентиль и напряжения на нагрузке при включении выпрямителя

 

Переменная составляющая тока через вентиль изменяется по закону синуса. Максимальное значение тока вентиля наблюдается примерно через четверть периода после включения выпрямителя и зависит от элементов фильтра L и С. Напряжение на конденсаторе фильтра тоже можно выразить двумя составляющими:

 

                                                     U_С = U_{С уст} + U_{С пер},                                        (2.52)

 

где U_Суст = U₀ на нагрузке, а U_{С пер} изменяется по закону косинуса и зависит от тех же величин, что и i_пер. Максимум напряжения на конденсаторе возникает примерно через полпериода после включения выпрямителя в сеть.

При выключении выпрямителя из сети ток вентиля будет постепенно уменьшаться с постоянной времени, зависящей от величины нагрузки и параметров L и С (рис. 2.24).

 

Рис. 2.24. Уменьшение напряжения и тока при выключении выпрямителя

 

А величина напряжения зависит от тока i_в, сначала даст всплеск, а потом будет убывать с той же постоянной времени, что и i_в.

Сглаживающие LC и RC-фильтры имеют ряд недостатков, основные из них:

1)     громоздкость и дороговизна дросселя фильтра;

2)     зависимость коэффициента сглаживания от тока нагрузки; 

3)     создание дросселем электромагнитных помех;

4)     возникновение переходных процессов в фильтрах;

5)     то, что медленные колебания и изменения напряжения беспрепятственно передаются в нагрузку;

6)     у RC-фильтров большое падение напряжения, малая сглаживающая способность и т.д.

 Чтобы исключить эти недостатки, сделаны электронные фильтры. Они бывают на лампах и транзисторах. Принцип действия их основан на свойстве транзистора создавать в определённых режимах работы различные сопротивления для постоянного и переменного токов. Это видно из характеристики транзистора I_к=¦(U_кэ). Сопротивление транзистора для постоянного тока  R₀ = U_кэ/I_к, где I_к – велик, а сопротивление для переменного тока R_~ = DU_кэ/DI_к, причём DU_кэ – велико, DI_к – мало, поэтому R_~ >> R₀.

Для обеспечения сглаживающего действия транзистора надо правильно выбрать его рабочую точку А так, чтобы переменная составляющая напряжения, приложенная к коллектору, не смещала рабочую точку А за пределы пологого участка характеристики, то есть I_к остаётся почти неизменным. В простейших транзисторных фильтрах нагрузка включается либо в цепь эмиттера, либо в цепь коллектора (рис. 2.25).

 

 

Рис. 2.25. Пояснение сглаживающего действия электронных фильтров.

 

В фильтре, где нагрузка включена в цепь коллектора, режим его работы определяется постоянной времени R₁C₁ – цепочки (рис. 2.26). Эта цепочка стабилизирует ток эмиттера, если её постоянная  времени много больше периода пульсации входного напряжения.

 

Рис. 2.26. Схема электронного фильтра

 

Тогда рабочая точка А под воздействием пульсации входного напряжения будет перемещаться по пологому участку коллекторной характеристики (так как ток коллектора I_к почти не зависит от потенциала коллектора, а в основном определяется током эмиттера I_э, поэтому при поддержании I_э=const любое изменение входного напряжения только перемещает точку А вправо или влево, почти не меняя величину тока I_к). Тогда ток I_к меняется мало, а напряжение на нагрузке U_Н=I_кR_Н  останется почти неизменным. Незначительная пульсация на выходе транзистора будет сглаживаться конденсатором С₂. Сопротивление R₂ служит для установки заданного режима.

1)     заданное значение U_Н определяется величиной эталонного напряжения U_эт, которое вырабатывается в измерительном элементе (ИЭ) или подаётся извне;

2)     независимо от числа и характера дестабилизирующих факторов, влияющих на U_Н, стабилизация осуществляется только в зависимости от значения самой величины U_Н;

3)     компенсационный стабилизатор представляет собой замкнутую цепь прохождения сигналов.

Изменение выходного напряжения DU_Н поступает на вход ИЭ, оттуда сигнал идёт на усилительный элемент (УЭ), и с выхода УЭ сигнал DU_у идёт на вход регулирующий элемент (РЭ); сюда же поступает приведённое дестабилизирующее напряжение, возникающее от любого дестабилизирующего фактора. Цепь, состоящая из измерительных ИЭ и УЭ, называется главной обратной связью (ОС) в отличие от цепей обратной связи, которые могут быть в каждом функциональном элементе.

 

 

2.5. Преобразователи напряжения

 

Для питания аппаратуры связи требуются различные значения постоянных и переменных напряжений. Если есть источник электрического питания, вырабатывающий энергию постоянного тока одного напряжения (аккумуляторная батарея, выпрямитель и т.д.), то для питания аппаратуры связи разными номиналами напряжения применяются специальные устройства, преобразующие напряжение постоянного тока одной величины  в напряжение переменного и постоянного тока другой величины. Эти устройства называются преобразователями постоянного напряжения (ППН). Они преобразуют энергию постоянного тока в энергию переменного тока, который можно опять выпрямлять. Преобразователи, преобразующие энергию постоянного тока в энергию переменного тока, называются инверторами. Если на выходе инвертора поставить выпрямитель, то получим, преобразователь с выходом на постоянном токе, он называется конвертором.

В настоящее время в основном используются полупроводниковые преобразователи, которые делаются на транзисторах или на тиристорах. Их основной частью являются инверторы. Они бывают однотактные и двухтактные, с самовозбуждением или с независимым возбуждением (с усилением мощности). Существуют инверторы тока и напряжения.

Тиристорные инверторы классифицируются по принципу коммутации тиристоров: автономные или ведомые сетью, по включению коммутируемой емкости относительно нагрузки - параллельные, последовательные и последовательно-параллельные.

Транзисторные инверторы классифицируются: по способу включения транзисторов - с общим эмиттером или с общим коллектором, по типу обратной связи - с ОС по напряжению, с ОС по току, с ОС по напряжению и току.

Одной из составных частей инвертора является трансформатор, который создает переменное напряжение и преобразует его величину. Так как на вход трансформатора подается постоянное напряжение, то для его нормального функционирования в его первичной цепи нужно устройство, периодически размыкающее и замыкающее цепь постоянного тока - ключ, прерыватель тока. Прерывание тока или изменение направления этого тока вызывает появление в магнитопроводе трансформатора изменяющегося во времени магнитного потока Ф(t), который по закону электромагнитной индукции индуцирует в обмотках трансформатора ЭДС, величина которой пропорциональна скорости изменения магнитного потока и числу витков обмоток. Простейший однотактный инвертор имеет вид как показано на рис 2.27.

 

                                  

 

Рис. 2.27. Схема простейшего однотактного инвертора

 

Прерывателем является ключ К, который периодически замыкается и размыкается, соответственно в сердечнике трансформатора магнитный поток то увеличивается, то уменьшается, создавая на вторичной обмотке переменную ЭДС. В качестве ключа К можно использовать любые электронные и электромагнитные устройства. Такие преобразователи на современном этапе позволяют получить на выходе переменное напряжение частотой 30 ¸ 50 Гц. Поэтому они используются редко.

Рассмотрим пример двухтактного преобразователя на транзисторах с самовозбуждением и трансформаторной обратной связью. Для этого используем транзисторы, включенные по схеме с общим эмиттером, схема которого приведена на рис. 2.28.

Этот ППН представляет собой релаксационный генератор напряжения прямоугольной формы с отрицательной обратной связью по напряжению. В нем сердечник трансформатора делается из материала с прямоугольной петлей гистерезиса (ППГ), а транзисторы Т₁ и Т₂ работают в ключевом режиме. За счет разброса параметров транзисторов Т₁ и Т₂ в момент включения питания U₀, один из них окажется более открытым, чем другой. Пусть более открытым окажется Т₁, тогда через него пойдет больший коллекторный ток, чем через Т₂. Первичная обмотка трансформатора имеет среднюю точку 0, соединенную с эмиттерами обоих транзисторов. Входное напряжение U₀ подается между общей точкой эмиттеров и средней точкой первичной обмотки трансформатора. Токи по полу обмоткам ао и об всегда протекают в противоположных направлениях. Если I_K1 > I_K2, то ток через ао будет больше, чем по полу обмотке об. В сердечнике трансформатора появляется магнитный поток, направление которого определяется током I_K1, этот поток создает во вторичной обмотке и в обмотке обратной связи трансформатора ЭДС.

При подаче на вход инвертора напряжения U₀ через делитель напряжения R_б, R_n подается отрицательное напряжение смещения на базы транзисторов, за счет чего они открываются. Полярность ЭДС в U _ОС за счет тока I_K1 выбрана так, чтобы в обмотке вг был  плюс на точке в и минус на точке г, тогда Т₁ еще больше откроется, а Т₂ закроется, т.е. I_K1 растет, а I_K2 уменьшается, следовательно растет магнитный поток в сердечнике трансформатора. Когда сердечник насытился, dФ/dt=0, т.е. ЭДС в обмотке W_ОС и W₂ перестанут наводиться. В W_ОС за счет ЭДС самоиндукции (+) на точке в начнет уменьшаться, и (-) на точке г тоже уменьшится, т.е. Т₁ закроется, а Т₂ откроется, тогда I_K2 будет больше I_K1, и сердечник трансформатора начнет перемагничиваться, т.е. появится dФ/dt, в результате l_ОС и W₂ изменят знак, и Т₂ еще больше откроется, а Т₁ еще больше закроется. Это будет продолжаться опять до насыщения сердечника. В результате на выходе W₂ образуется переменное напряжение почти прямоугольной формы. В этой схеме ключевой режим транзисторов задается с помощью прямоугольной петли гистерезиса. Конденсатор C нужен для повышения крутизны нарастания полуволн коллекторных токов I_K1 и I_K2.

Такие инверторы используются на небольших мощностях (до 50 Вт).

 

 

 

Рис. 2.28. Схема двухтактного преобразователя на транзисторах с       

  самовозбуждением и трансформаторной обратной связью.

 

На большие мощности используются инверторы с независимым возбуждением (с усилением мощности), схема которого приведена на рис. 2.29.

В этой схеме через Тр₂ управляющий сигнал подается на переход эмиттер-база транзисторов Т₁ и Т₂, с заданной частотой. Т₁ и Т₂ попеременно открываются, создавая в первичных обмотках трансформатора Тр₁ токи разного направления I_K1 и I_K2. В результате на выходе W₂ создается переменное напряжение, форма которого задается формой петли гистерезиса сердечника Тр₁.

 

 

Рис. 2.29. Схема инвертора с независимым возбуждением (с усилением мощности)

 

Преобразователи на тиристорах делаются при большой мощности нагрузки. Тиристоры обладают двумя устойчивыми состояниями и выпускаются на напряжения до нескольких киловольт и токи до сотен ампер. В инверторах, ведомых сетью, коммутация тиристоров обеспечивается сетью переменного напряжения, на которую работает инвертор. В автономных инверторах частота коммутации тиристоров обеспечивается частотой работы системы управления тиристорами. Рассмотрим для примера двухтактный автономный преобразователь на тиристорах со средней точкой (рис. 2.30).

 

 

Рис. 2.30. Схема преобразователя напряжения на тиристорах.

 

Для открывания тиристора необходим сигнал со схемы управления (СУ), которая представляет генератор импульсов, подаваемых со сдвигом на 180⁰ на управляющие электроды тиристоров Т₁ и Т₂, обеспечивая поочередно их открывание. Для запирания тиристоров служит коммутирующий конденсатор C_K, подключенный параллельно по отношению к нагрузке. Трансформатор Тр в тиристорном инверторе должен работать в линейной области кривой намагничивания сердечника. Допустим вначале пришел со СУ сигнал на открывания Т₁, тогда через открытый Т₁ входное напряжение U₀ прикладывается к первичной обмотке ао трансформатора Тр (-) в точке а и (+) в точке о, в сердечнике трансформатора создается магнитный поток, индуцирующий в первичной полу обмотке ов ЭДС взаимоиндукции, равную по величине U₀ и с полярностью (+) в точке о и (-) в точке в. В результате коммутирующий конденсатор C_К заряжается до напряжения 2U₀. Во вторичной обмотке Тр тоже индуцируется ЭДС E₂.

В следующий момент со схемы СУ приходит сигнал на открывание Т₂, в результате оба тиристора оказываются открытыми, и конденсатор С_К разряжается через открытый Т₂ на Т₁ и закрывает его. В это время все U₀ приложено к полу обмотке ов с полярностью (+) на о и (-) на в. В полу обмотке ао индуцируется ЭДС с полярностью (+) на а, (-) на о, конденсатор перезаряжается до U_C = 2U₀ c обратной полярностью. На выходе трансформатора в это время образуется импульс ЭДС противоположной полярности. В начале третьего полу периода опять открывается Т₁ и конденсатор С_К оказывается включенным через него параллельно Т₂ и закрывает Т₂. В дальнейшем процесс повторяется. В этой схеме напряжение U₂ изменяется по экспоненте (рис. 2.31).

 

                  

 

 

Рис. 2.31. Форма напряжения на вторичной обмотке силового трансформатора

 

Условием устойчивой работы тиристорного инвертора является надежное запирание ранее работающего тиристора. Для надежного выключения надо, чтобы уменьшения тока через тиристор уменьшается от I_мах до 0 было достаточно для полного восстановления запирающих свойств тиристора. Это время называется временем восстановления тиристора. Для этого емкость конденсатора должна быть достаточной, чтобы выполнялось условие  t_в>2t_{выкл.доп.}, где t_{выкл.доп.} – допустимое время выключения тиристора (дано в справочниках). Недостатком таких инверторов является то, что напряжение на его выходе сильно зависит от тока нагрузки из-за того, что при уменьшении Z_Н сильно меняется постоянная времени перезаряда конденсатора.

 

 

2.6. Стабилизаторы

 

Стабилизатором напряжения или тока называется устройство поддерживающее неизменным по величине напряжение или ток на нагрузке при изменении питающего напряжения, частоты сети, температуры окружающей среды и т.д.

По принципу действия стабилизаторы подразделяются на параметрические и компенсационные.

Параметрические стабилизаторы - это такие стабилизаторы, в которых стабилизация осуществляется за счет использования свойств нелинейных элементов. В них чаще всего отсутствует обратная связь.

Компенсационные стабилизаторы - это такие стабилизаторы, в которых стабилизация осуществляется за счет воздействия, изменения выходного напряжения или тока на регулирующий элемент, через цепь обратной связи.  Компенсационные стабилизаторы  представляют собой замкнутые системы автоматического регулирования, где ток через регулирующее устройство может проходить непрерывно или импульсами.

По способу регулирования компенсационные стабилизаторы подразделяются на последовательные и параллельные.

По точности стабилизации, стабилизаторы классифицируются на 4 класса:

1.             Малая стабилизация. Допустимые изменения напряжения и тока больше 5%.

2.             Средняя стабилизация. Допустимые изменения напряжения и тока до 1 - 5%.

3.             Высокая стабилизация. Допустимые изменения напряжения и тока до 0.1 - 1%.

4.             Прецизионная   стабилизация.   Допустимые   изменения напряжения и тока < 0.1

 

Параметры стабилизации

 

Стабилизаторы оцениваются по нестабильности выходного напряжения, по коэффициенту стабилизации, по диапазону стабилизации, по  температурному коэффициенту.

Нестабильность на входе

                                               n_1(bx)=.                                              (2.53)

Нестабильность на выходе

                                                N_2(выx)⁼.                                                (2.54)

 

Нестабильность тока нагрузки

                                                        .                                           (2.55)

 

ΔU_вх - изменение напряжения на входе стабилизации.

ΔU_вых - изменение напряжения на выходе стабилизации, или на нагрузки.

ΔI_н - изменение тока нагрузки  ток нагрузки

 

Коэффициент стабилизации

Коэффициент стабилизации стабилизатора напряжения

 

К_ст.н.= К _ст.u       при I_н=соnst.                                  (2.56)

 

Чем выше коэффициент стабилизации, тем лучше качество стабилизации напряжения.

Если входное напряжение, величина постоянная, тогда пользуются коэффициентом стабилизации напряжения по нагрузке.

 

       при U_вх=соnst.                             (2.57)

 

Чем меньше коэффициент стабилизации, тем качественнее стабилизатор.

Стабилизация тока поддерживает постоянство тока в нагрузке независимо от изменения входного напряжения.

Коэффициент стабилизации стабилизатора тока

 

             при R_вх =соnst.                           (2.58)

 

Если    входное    напряжение    неизменно    вводится коэффициент стабилизатора по нагрузке,

 

                   при U_вх =соnst.                          (2.59)

 

Стабилизаторы применяются для регулировки напряжения или тока и в качестве регулирующего элемента могут включаться тремя способами.

Если стабилизатор выполнен на полупроводниковых приборах, то он включается после фильтра, перед нагрузкой (рис.2.32).

 

2.32. Включение стабилизатора после фильтра

 

 

Если   стабилизатор   выполнен  на  тиристорах  или терратронах, то он включается перед фильтром (рис. 2.33).

 

2.33. Включение стабилизатора перед фильтром

 

Если стабилизация осуществляется на стороне переменного тока, то стабилизатор включается перед выпрямителем (рис. 2.34).

 

 

 

2.34. Включение стабилизатора перед выпрямителем

 

Для полноты характеристики стабилизатора, вводится понятие "диапазон стабилизации" стабилизатора напряжения.

 

                                     .                                    (2.60)

 

Диапазон стабилизации стабилизатора тока

                                           .                                       (2.61)

 

 

2.7. Параметрические стабилизаторы

 

Параметрическим называется такой стабилизатор, в котором стабилизация напряжения (тока) осуществляется за счет использования свойств нелинейных элементов, входящих в его состав. В параметрических стабилизаторах дестабилизирующий фактор (изменение входного напряжения или тока нагрузки ) воздействует непосредственно на нелинейный элемент, а изменение выходного напряжения (или тока ) относительно заданного значения определяется только степенью нелинейности вольтамперной характеристик нелинейного элемента.   

         Параметрические стабилизатор переменного тока напряжения на дросселе с насыщенным сердечником (рис. 2.35б).

         Параметрическая стабилизация переменного напряжения осуществляется с помощью элементов, обладающих нелинейной вольтамперной характеристикой для переменного тока. Такой характеристикой (рис. 2.35а) обладает дроссель, работающий в режиме насыщения магнитопровода.

Рабочий участок характеристики дросселя -  нелинейный участок аб соответствующий насыщенному состоянию магнитопровода.

В схеме стабилизатора насыщенный дроссель  L2 включается параллельно нагрузке Z_н (рис. 2.35б). В качестве балластного сопротивления применяется дроссель L1, работающий в режиме насыщения мгнитопровода и имеющий    линейную  вольтамперную характеристику.

Принцип действия схемы состоит в следующем. При увеличении переменного напряжения на входе стабилизатора U_{вых.пер} на нагрузке и балластном линейном дросселе L1. Ток через насыщенный дроссель резко возрастет. Но при этом падение напряжения на дросселе L1 возрастет, а на дросселеL2 и нагрузке Z_н  увеличится незначительно. При уменьшении входного напряжения процессы стабилизации происходят аналогично.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Д о с т и н с т в а такого стабилизатора:

Простота устройства;

Н е д о с т а т к и:

Низкий КПД (0,4…0,6), так как стабилизаторы работают при больших токах;

   Малый коэффициент мощности ─0,6;

    Малый коэффициент стабилизации из за большого динамического сопротивления  R_д (К_ст < 10); искажения формы кривой переменного напряжения на нагрузке;

   Большие масса и габариты.

 

Феррорезонансный стабилизатор переменного  напряжения

          В феррорезонансном стабилизаторе параллельно насыщенному дросселю включается конденсатор С (рис. 2.36а). Резонансная частота контура L2C близка к частоте  стабилизируемого переменного напряжения, но не равна ей.

          Принцип работы феррорезонансного стабилизатора переменного напряжения можно пояснить, воспользовавшись вольт-амперными характеристиками дросселя L2и конденсатора C, приведенными на рис.2.36б. Путем геометрического сложения напряжений U_L2  и   U_C получим кривую напряжения на контуре L2C. При малом входном напряжении дроссель ненасыщен, индуктивность его большая и результирующий ток имеет емкостной характер (0 в рис. 2.36 б). При резонансе токов в контуре  L2C (точка _Β)  результирующий ток через контур L2C  будет равен   нулю. При дальнейшем увеличении входного напряжения ток через контур имеет индуктивный характер (участок вб).  На этом участке характеристики  при резком увеличении тока напряжение на контуре, а следовательно, и нагрузке изменяется незначительно.                 

 

 

 

          

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

          Достоинства феррорезонансных стабилизаторов:

Высокий КПД (0.85…0.9) и коэффициент мощности (до 0.9);

Высокий коэффициент стабилизации по напряжению (до 40);

Широкий диапазон мощностей;

Большой срок эксплуатации; 

Простота устройства и надежность работы;

Устойчивость к механическим воздействиям.

        Недостатки:

Значительное изменение выходного напряжения от изменения выходного напряжения в результате зависимости реактивных сопротивлений от частоты;

Наличие электромагнитных помех ( большие поля рассеяния индуктивностей ) ;

Большие габариты и масса ;

Искажение формы стабилизированного напряжения на нагрузке. 

 

Стабилизаторы постоянного напряжения

 

          В параметрических стабилизаторах постоянного напряжения в качестве линейных элементов применяют резисторы, а в качестве нелинейных – полупроводниковых (кремниевые) стабилитроны и полупроводниковые  стабисторы.

Кремниевый стабилитрон – это плоскостной диод. Его вольтамперная характеристика приведена на рис. 2.37б. Рабочей частью характеристики является обратная ветвь в области пробоя, где незначительное увеличение напряжения вызывает существенное увеличение тока через стабилитрон. Однако   электрический пробой перехода не приводит к повреждению стабилитрона. Таким образом, если стабилитрон включен в обратном направлении, то при значительных изменениях протекающего через него тока (от I_CТ.МИН до I_СТ.МАХ) напряжение на нем остается практически постоянным. Если же обратное напряжение на стабилитроне превысит допустимое, мощность, выделяемая в стабилитроне, превысит допустимую. В результате этого электрический пробой переходит в тепловой, и тогда наступает необратимое разрушение р-п перехода.

          Принципиальная схема параметрического стабилизатора напряжения на стабилитроне VD приведена на рис. 2.37а. Сопротивление балластного резистора R_Б подбирается так, чтобы падение напряжения на нем составляло (0,5…3) В

         

           

 

    

 

 

 

 

 

 

 

 

 

При увеличении напряжения на входе стабилизатора U _вх  напряжение на его выходе U _вых,  т.е. на нагрузка R_н , стремится к увеличению. Но небольшое увеличение напряжения ΔU_ст  на стабилитроне VD вызывает резкое увеличение тока через него. При этом увеличивается падение напряжения на балластном резисторе R_б, а напряжение на нагрузки R_н изменяется незначительно. Приращение напряжения на входе стабилизатора ΔU_вх распределяется между изменением напряжения на балластном резисторе ΔU _Rб и стабилитроне ΔU _ст : ΔU _вх=ΔU_Rб +ΔU _тс. Так как сопротивление балластного резистора  R_б  много больше сопротивления стабилитрона R_д ( R_б >> R_д ), то почти все изменение входного напряжения выделятся на сопротивлении стабилитрона R_д и напряжение на нагрузке остается стабильным. Коэффициент полезного    действия такого  стабилитрона  не превышает 30%  а коэффициент стабилизации К_ст=50. Для получения большего коэффициента стабилизации применяют каскадное включение стабилитронов,  но при этом резко уменьшается КПД стабилизатора  Для получения напряжения большего чем допускают параметры одного стабилитрона применяют их последовательное включение.

Параметрические стабилизаторы постоянного напряжения на кремниевых стабилитронах имеют следующие недостатки:

Небольшая допустимая мощность в нагрузке (0,5 … 3 Вт ); невысокий коэффициент стабилизации (до 30);  большое выходное сопротивление стабилизатора (6 … 20 Ом); зависимость параметров стабилитрона от температуры; низкий КПД - ( до 30 % ).

Из-за этих недостатков параметрические стабилизаторы на кремниевых стабилитронах применяются для стабилизации напряжения питания вспомогательных узлов аппаратуры связи, где не требуются высокие показатели их качества.

Достоинства; простота схемы; малые габариты и масса. Параметрические стабилизаторы на кремниевых стабилитронах широко используются в компенсационных стабилизаторах напряжения в качестве источников опорного напряжения.

Параметрические   стабилизаторы на кремниевых стабилитронах широко используются в компенсационных стабилизаторах напряжения в качестве источников опорного напряжения.

Параметрические   стабилизаторы постоянного тока выполняются на нелинейных элементах, ток которых мало зависит от приложенного к ним напряжения. В качестве такого элемента используется полевой транзистор или МОП-транзистор обедненного типа (рис. 2.38).

IС

 

 

 

 

 

 

 

 

I_C

 

					Rю

 

 

 

 

 

 

Рис. 2.38. Выходные характеристики полевого транзистора (а) и схема параметрического стабилизатора тока на полевом транзисторе (б)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Из характеристик этих транзисторов, приведенных на рис. 2.3а, видно что при постоянном напряжении затвор-исток ток стока изменяется незначительно при изменении напряжения сток-исток.

На рис. 2.38б приведена схема параметрического стабилизатора на полевом транзисторе с закороченным участком затвор-исток. Транзистор включен последовательно с сопротивлением нагрузки R_Н.

 

2.8. Компенсационные стабилизаторы напряжения

 

Компенсационные стабилизаторы напряжения применяются в основном на постоянном   токе, могут выполняться на транзисторах и тиристорах.

Компенсационный стабилизатор имеет в своей схеме измерительное устройство и регулирующий элемент.

Структурная схема компенсационного стабилизатора:                             РЭ - регулирующий элемент, ИУ - измерительное устройство,     УУ - усилительное устройство (рис. 2.39).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

С выхода напряжение подается на ИУ, там происходит сравнение с эталоном, если напряжение отличается от эталона, появляется сигнал рассогласования, он усиливается в УУ и передается на РЭ. При увеличении выходного напряжения сопротивление РЭ увеличивается, увеличивается падение напряжения на нем и выходное напряжение стабилизируется. Схема компенсационного стабилизатора осуществляется автоматическим регулируемым напряжением за счет отрицательной обратной связи.

 

Компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного действия

Простейшая схема компенсационного транзисторного стабилизатора приведена на рис 2.40.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

В этой схеме транзистор является регулирующим элементом. При увеличе­нии выходного напряже­ния на нагрузке возрастает потенциал базы транзистора относительно эмиттера. Сопротивление транзистора увеличивается, растет на нем падение напряжение и выходное напряжение остается неизменным.

Схема компенсационного транзисторного стабилизатора  с  усилительным транзистором приведена на рис 2.41.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT1 определяете разностью напряжений опорного стабилитрона VD1 и напряжением, которое снимается с делителя R3R4. Опорное напряжение больше напряжения делителя, поэтому транзистор VT2 открыт. Если входное напряжение неизменно, то ток коллектора через транзистор VT2 будет постоянным и напряжение поступает с коллектор ной нагрузки на VT1 _.

Если входное напряжение меняется, меняется напряжение на коллекторной нагрузке транзистора VT2, изменится внутреннее сопротивление транзистора VT1, изменится на нем падение напряжения.

 

Достоинства:

1. Малые габариты и вес.

2.  Высокая надежность.

3. Долговечность.

Недостатки:

1.     Низкий КПД.

2.     Зависимость от температуры окружающей среды.

3.     Чувствительность к перегрузкам и перенапряжению.

4. Долговечность.

В настоящее время выпускаются интегральные стабилизаторы напряжения компенсационного типа в виде микросхем. Рассчитанные на токи до 3 А и напряжение от 1 В до 30 В.

 

Компенсационные тиристорные стабилизаторы напряжения

В этом стабилизаторе совмещены функции выпрямления, регулировании стабилизации. Тиристорные стабилизаторы напряжения могут работать на постоянном и переменном токе. В качестве регулирующего элемента используются тиристоры.

Схема компенсационного тиристорного стабилизатора напряжения приведена на рис 2.42.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Компенсационные тиристорные стабилизаторы напряжения

 

Регулирующий элемент включается в цепь первичной обмотки трансформатора, т.е. на стороне переменного тока.

Регулирующий элемент состоит из двух встречно и последовательно включенных тиристоров VT1 и VT1 и двух диодов VD1 и VD2, которые шунтируют тиристоры и включаются для прохождения переменного тока при запертом тиристоре. Во вторичную обмотку трансформатора включена мостовая схема выпрямления с Г-образным LС-фильтром. Обратная связь образует измерительно-усилительный блок (ИУ) и схема управления тиристорами (СУ). При изменении U_вых ИУ блок вырабатывает сигнал рассогласования. Этот сигнал поступает на схему управления тиристорами СУ, где он управляет углом регулирования α В результате действия обратной связи при увеличении выходного напряжения, угол регулирования α увеличивается, что приводит к уменьшению напряжения на первичной и вторичной обмотках трансформатора. В качестве измерительно-усилительного устройства ИУ можно применить магнитный усилитель.

 

Компенсационный стабилизатор  тока

 

Из любого стабилизатора напряжения можно получить стабилизатор тока, если    поменять местами датчик отклонения контролируемого тока (рис. 2.43). Условие стабилизации тока выдерживается только в том случае, если R_транз>>R_н.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Транзистор работает в активном режиме. Сопротивление перехода эмиттер - коллектор меняется пропорционально изменению тока нагрузки,  путем изменения потенциала базы.

 

2.9.  Импульсные стабилизаторы напряжения

 

Импульсные стабилизаторы напряжения носят еще название ключевых стабилизаторов. Отличаются они от стабилизатора непрерывного действия тем, что регулирующий элемент (транзистор) работает в режиме переключения. Этот режим характеризуется быстрым переходом рабочей точки из области отсечки в область насыщения. В этом случае мощность, которая рассеивается на транзисторе на много меньше, чем при работе в линейном режиме. Это приводит к увеличению КПД стабилизатора и уменьшению габаритов.

Работу импульсного стабилизатора можно рассмотреть на электрической схеме с ключом  (рис. 2.44).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ключ периодически включается и отключается. На выходе получаются многоугольные импульсы.

Период t_u равен периоду замкнутого ключа, а t_н -период разомкнутого ключа.

Напряжение выхода пропорционально периоду замкнутого ключа. Если вывести цепь обратной связи, то напряжение выхода будет меняться с изменением входного напряжения.

В таких стабилизаторах регулирующий элемент (транзистор) может включаться последовательно или параллельно нагрузки. Такие стабилизаторы носят название стабилизаторы широтно-импульсной модуляции (рис.2.45, 2.46).

Эти стабилизаторы состоят из регулирующего устройства транзистора Т, LС фильтра, коммутирующего стабилизатора и устройства управления У.

Устройство управления предназначено для подачи импульса на транзистор, который приводится в проводящее состояние. Входное напряжение поступает на диод и LС фильтр.

1.С последовательным включением регулирующего элемента

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

          2.С параллельным включением регулирующего элемента

 

 

                                                     L                  

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Так как к диоду или стабилизатору прикладывается "-" напряжение, то он закрыт. Ток дросселя растет, дроссель запасает энергию, а конденсатор разряжается на нагрузку. Как только ток дросселя превысит ток нагрузки, начинается заряд конденсатора. При максимальном токе дросселя закрывается транзистор, дроссель отдает свою энергию на нагрузку.

 

 

 

 

Список литературы

 

1.   Костиков В.Г., Парфенов Е.М., Шахнов В.А.. Источники электропитания электронных     средств. Схемотехника и конструирование: Учебник для вузов. – М.: Радио и связь, 1998. 

 

2.        Мкртчян Ж.А. Основы построения  устройств электропитания ЭВМ. М.: Радио и связь, 1990.

 

3.        Березин О.К., Костиков В.Г., Шахнов В.А. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. – М.: «Три Л», 2000.

 

4.   Д.Твайделл, А.Уэйер.    Возобновляемые источники энергии. – М.: Энергоиздат.    

     1990.- 392 с.

5.   Б.М.Абдурахманов, С.Г.Байдаков  и др.  Модули и элементы солнечных 

      фотоэлектрических станций с концентрацией излучения.-Ташкент: Фан. 1993. –200 с.

 

6.   Махкамджанов Б.М.  Перспективы использования возобновляемых источников  

      энергии в народном хозяйстве Узбекистана // Проблемы информатики и  

     энергетики. 2003. – № 4. – С.56-60.

 

 

7.            Махкамджанов Б.М.  Особенности развития сферы инфотелекоммуникаций // 

      Международная НТК. Ташкент,  28-30 сентября 2004. – С. 416-421.

 

8.     Китаев В.Е. Электропитание устройств связи. М. Радио и связь, 1988г.

 

9.     Хиленко В.И., Хиленко А.В. Электропитание устройств связи. М. Радио и связь, 1998г.

10. Конев И.Ю. Источники вторичного электропитания. М. Радио и связь, 1983г.

 

 

 

ЭЛЕКТРОПИТАНИЕ УСТРОЙСТВ СВЯЗИ

 

Учебное пособие

 

Работа рассмотрена на заседании кафедры электропитание устройств связи 25.04.05.

(протокол №32) и рекомендована к печати.

 

Авторы: к.т.н. доц. Махкамджанов Б.М.

                     ст. пр. Яськова М.Э.

                     ст. пр. Алиев У.Т.

 

Ответственный редактор

               к.т.н. доц. Соатов Х.С.

 

Редакционно-корректорная комиссия:

 

Корректоры  –    ст. пр. Хасанова Л. Ж.

Компьютерный набор – Худайкулов С. Р.