ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ  СВЯЗИ,  ИНФОРМАТИЗАЦИИ И ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ ТЕХНОЛОГИЙ

ТАШКЕНТСКИЙ  УНИВЕРСИТЕТ  ИНФОРМАЦИОННЫХ  ТЕХНОЛОГИЙ

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

АНТЕННО - ФИДЕРНЫЕ

УСТРОЙСТВА

 

 

 

 

ЧАСТЬ 2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Ташкент 2013

 

 

 

 

ПРЕДИСЛОВИЕ

Настоящее учебное пособие «АНТЕННО-ФИДЕРНЫЕ УСТРОЙСТВА.  Часть 2» составлено в соответствии с действующей типовой программой дисциплины для подготовки бакалавров по направлению образования "Телевидение, радиосвязь и радиовещание" и «Мобильные системы связи».

В первой части учебного пособия рассматриваются теоретические основы формирования полей линейных, апертурных и других типов излучателей.

Во второй части учебного пособия приведен материал по конструкциям и принципу действия антенно-фидерных устройств.

Приведенный материал ориентирован на курс лекций и для самообразования студентов.

Отдельные разделы учебного пособия также могут быть полезны при подготовке магистрантов по дисциплинам кафедры и  слушателям курсов повышения квалификации.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

9. ПРОСТЫЕ ВИБРАТОРНЫЕ АНТЕННЫ УКВ ДИАПАЗОНА

9.1. Несимметричный вертикальный заземленный вибратор

9.1.1. Направленные свойства несимметричного вертикального

заземленного вибратора

Несимметричным называется вибратор, у которого одно плечо по размерам или по форме отличается от другого. Несимметричный вертикальный заземленный вибратор (рис.9.1) представляет собой вертикальный по отношению к земле или к какой-либо металлической поверхности провод, к нижнему концу которого присоединен один зажим генератора, другой зажим генератора присоединен к земле или к металлическому телу (корпусу самолета, автомобиля и т.д.). Роль второго плеча вибратора в данном случае играет земля или металлическая поверхность (зеркальное изображение).

Рис.9.1. Вертикальный несимметричный заземлённый вибратор

 

Несимметричные вертикальные заземленные вибраторы применяются на длинных и средних волнах, а также на коротких и особенно на метровых и дециметровых волнах (автомобильные, самолетные и другие антенны). При расчете характеристик направленности и входных сопротивлений несимметричных вибраторов, применяемых на  длинных  и средних волнах, землю можно считать идеально проводящей и заменять ее действие действием «зеркального» изображения.

Характеристику направленности несимметричного вибратора в вертикальной плоскости можно рассчитать по формуле

F(Δ) = [cos (kl sinΔ) - coskl] / [(1 - coskl) cosΔ],                      

где Δ - угол между нормалью к оси вибратора и направлением на точку наблюдения.

Диаграмма направленности вертикального несимметричного вибратора в вертикальной плоскости (рис.9.2) зависит только от отношения l/λ. В горизонтальной плоскости вертикальный несимметричный вибратор не обладает направленными свойствами. Если длина несимметричного вибратора не превышает 0,7λ, то он излучает с максимальной интенсивностью в перпендикулярном направлении, т.е. в горизонтальной плоскости. При дальнейшем увеличении длины растут боковые лепестки и интенсивность излучения вдоль земли уменьшается. В тех случаях, когда землю нельзя считать идеально проводящей, излучение максимально под некоторым углом Δ_макс к горизонтальной плоскости, зависящим от длины волны и параметров почвы. Чем больше проводимость почвы и чем длиннее волна, тем меньше угол Δ_макс.

 

Рис.9.2.Диаграммы направленности вертикального несимметричного вибратора

9.1.2. Сопротивление излучения и входное сопротивление несимметричного вертикального заземленного вибратора

Если считать землю идеальным проводником, то весьма просто определить сопротивление излучения и входное сопротивление несимметричного вибратора. Определяя методом вектора Пойнтинга мощность, излучаемую несимметричным вибратором, следует иметь в виду, что этот вибратор излучает только в одно полупространство, и поэтому интегрирование вектора Пойнтинга следует производить по поверхности не сферы, как в случае симметричного вибратора, а полусферы. В результате оказывается, что мощность, излучаемая несимметричным вертикальным вибратором, в два раза меньше мощности, излучаемой соответствующим симметричным вибратором. Так как мощность излучения пропорциональна сопротивлению излучения, то сопротивление излучения несимметричного вертикального вибратора длиной l в два раза меньше сопротивления излучения симметричного вибратора с длиной одного плеча, равной l. Так, сопротивление излучения четвертьволнового несимметричного вибратора      (l = λ/4) равно 73,1/2  36,5 Ом. Очевидно, что входное сопротивление несимметричного вибратора длиной l также вдвое меньше входного сопротивления симметричного вибратора с полной длиной 2l. В случае коротких по сравнению с длиной волны вибраторов (l/λ < 0,1), формулы для расчета входного сопротивления упрощаются, так активная составляющая входного сопротивления несимметричного вибратора (без учета потерь)

R_вх =R_Σ0 = 10 (kl)² = 40π² (l/λ)²  400 (l/λ)².                 

Реактивная составляющая входного сопротивления несимметричного вибратора, длина которого l  0,35 λ, определяется по формуле

X_вх=X_Σ0 = -iW_A ctg kl.                                                

Здесь W_A - волновое сопротивление несимметричного вибратора, равное

W_A = 60[ln(l/a)-1].

Действующая высота l_д  (действующая длина) несимметричного вибратора, определяется по формуле

l_д = (λ /2π)(1-cos kl)/ sinkl.                                             

В случае несимметричного вибратора весьма малой длины  можно считать, что l_д = l/2 и R_Σ0  400(2l_д /λ)² = 1600(l_д /λ)².

Увеличение значения R_Σ вибратора связано с удлинением последнего (пока l/λ не превысит 0,45). Однако, оно может быть увеличено без удлинения антенны увеличением ее действующей длины. Последняя будет тем больше, чем равномернее распределен ток по антенне. Получить более равномерное распределение тока по вибратору можно, нагрузив его на его верхнем конце некоторой емкостью. В качестве такой емкости используются горизонтальные или наклонные провода, проволочные диски и т.д.

В случае идеально проводящей земли КНД несимметричного вибратора в 2 раза больше КНД соответствующего симметричного вибратора.

9.2. Симметрирующие устройства

К несимметричной антенне несимметричный фидер можно подключить непосредственно - центральный проводник к вибратору, а внешний к заземлению, противовесу или корпусу, если входное сопротивление антенны равно волновому сопротивлению фидера. В противном случае между антенной и фидером ставят согласующий трансформатор. Непосредственное подключение коаксиального фидера к симметричному вибратору, как это показано на рис.9.3.а, без симметрирующего устройства вызывает появление различий между амплитудами токов в плечах вибратора и приводит к возникновению токов на поверхности внешнего проводника фидера. Асимметрия токов в плечах вибратора вызвана тем, что между плечом, подключенным к центральному проводнику коаксиального фидера, и внешним его проводником образуются токи смещения. Второе плечо вибратора имеет потенциал внешнего проводника фидера, разности потенциалов здесь нет и токов смещения не образуется. Асимметрия токов в вибраторе несколько искажает его диаграмму направленности. Более существенное влияние оказывают токи на внешнем проводнике коаксиального фидера. Результатом их действия является антенный эффект фидера. Эти токи при работе горизонтального вибратора на передачу создают паразитное поле излучения с вертикальной поляризацией. В случае горизонтальных приемных антенн за счет асимметрии происходит прием вертикально поляризованного поля помех.

Рассмотрим некоторые симметрирующие устройства, устраняющие указанный нежелательный эффект.

Симметрирующая приставка. Она выполняется в виде двухпроводной симметричной линии из металлических трубок длиной 0,25λ или 0,75λ     (рис.9.3.б).

 

Рис.9.3. Симметрирующие устройства (а – непосредственное подключение линии к вибратору; б - приставка; в, г, д - U-колено; е - стакан; ж - широкополосное)

 

С одного конца линия замкнута накоротко, а с другого нагружается симметричной антенной (например, полуволновым вибратором) или симметричной линией. В точках подключения антенны сопротивление приставки при пренебрежении потерями в ней на резонансной частоте очень велико (Z = iWtgkl =¥), и ее шунтирующим действием можно пренебречь. В приставке устанавливается стоячая волна с узлом напряжения и пучностью тока в месте короткого замыкания   (точке 0). Коаксиальную линию вводят в одну из трубок приставки в точке нулевого потенциала и присоединяют к приставке со стороны подключения к ней антенны: внешний проводник к трубке приставки, в которой он происходит, а центральный - ко второй трубке. Этим исключается антенный эффект фидера. Для согласованного режима работы необходимо, чтобы R_a = W_Ф. За счет симметрирующей приставки несколько расширяется полоса пропускания вибратора, поскольку реактивные составляющие входных сопротивлений полуволнового вибратора и приставки вблизи резонанса с изменением частоты имеют разные знаки и частично компенсируются.

Симметрирующее U-колено. Симметричную антенну с входным сопротивлением R_a   (R_вх) можно представить в виде двух последовательно соединенных сопротивлений 0,5R_а с нулевым потенциалом между ними. Для симметричного возбуждения антенны фазы питающего напряжения на ее зажимах а и б (рис.9.3.в) должны отличаться на π. Такой сдвиг фаз можно получить, соединив зажимы антенны а и б отрезком линии длиной 0,5λ_к.

Нагруженная линия длиной 0,5λ_k. имеет входное сопротивление, равное сопротивлению нагрузки на ее конце. В соответствии с рис.9.3.в коаксиальная линия с волновым сопротивлением W_ф, оказывается нагруженной на два параллельно соединенных сопротивления, каждое из которых равно по величине 0,5R_a, или на результирующее сопротивление, равное 0,25R_а. При симметрировании посредством U-колена для выполнения согласования необходимо, чтобы R_a = 4W_ф. Для фидера с  W_ф = 75 Ом входное сопротивление антенны должно быть равно 300 Ом. Таким сопротивлением обладает петлевой вибратор.

В случае подключения полуволнового вибратора с R_a = 73,1 Ом между симметрирующим устройством и вибратором необходимо установить четвертьволновый трансформатор (рис.9.3.г) с волновым сопротивлением W_тр =150 Ом. Трансформатор выполняется из двух отрезков кабеля с волновым сопротивлением 75 Ом и совмещается с симметрирующим устройством (рис.9.3.д). Длины отрезков:

l₁=λ_к/4=λ/(4);  l₂=λ_к/4 + λ_к/2 = 3λ/(4)

При использовании коаксиального кабеля с изоляцией из полиэтилена низкого давления  = 1,51 и длины отрезков будут равны:  l₁≈λ/6 ; l₂≈λ/2.

Симметрирующий стакан. Коаксиальная линия длиной 0,25λ, замкнутая на одном конце, образует резонатор и имеет очень большое входное сопротивление. В симметрирующем устройстве такой резонатор образуется наружным проводником коаксиального фидера и одетой на него металлической трубкой (рис.9.3.е). На одном (нижнем) конце трубка подключена (припаяна) к внешнему проводнику фидера. Одно плечо симметричного вибратора подключается к внешнему, а другое - к внутреннему проводникам фидера. Наведенная на внешнем проводнике фидера ЭДС за пределами симметрирующего устройства не вызовет тока в фидере, поскольку последовательно оказывается включенным резонатор симметрирующего устройства с большим сопротивлением. При работе на частоте, отличной от резонансной, симметрирующее устройство начинает шунтировать одно плечо вибратора реактивным сопротивлением конечной величины и симметрия питания плеч вибратора нарушается. Более широкополосным является симметрирующее устройство, состоящее из двух резонаторов (рис.9.3.ж). Плечи вибратора здесь подключаются симметрично к данному симметрирующему устройству и при любой частоте шунтируются одинаково.

 Надетый на кабель металлический, замкнутый на конце, цилиндр (стакан) длиной в четверть волны является недиапазонным симметрирующим устройством. Для увеличения диапазонности уменьшают длину цилиндра и заполняют его ферритом, что обеспечивает высокое индуктивное сопротивление внешней поверхности на конце коаксиального кабеля, устраняющее вытекание токов. Возможна иная конструкция: конец гибкого коаксиального кабеля навивают на тороидальный ферритовый сердечник или продевают через него (рис.9.4).

 

Рис.9.4.Использование ферритового сердечника в симметрирующем устройстве

 

Наиболее диапазонным и широко применяемым является устройство - симметрирующая приставка, образуемая расположенным параллельно фидеру металлическим цилиндром с диаметром, равным внешнему диаметру фидера (рис.9.5).

 

Рис.9.5.Диапазонная симметрирующая приставка

9.3. Простые вибраторные антенны

В диапазонах дециметровых и метровых волн в качестве простейших антенн применяются различные симметричные и несимметричные вибраторы. На подвижных объектах желательно иметь антенну с наименьшей длиной. Этим требованиям удовлетворяет вертикальный несимметричный штыревой вибратор (рис.9.6.а), питаемый коаксиальным фидером. Центральный проводник фидера подключается к четвертьволновому вибратору, а внешний к противовесу или корпусу. Входное сопротивление такого резонансного вибратора приблизительно равно 36 Ом. Непосредственное подключение фидера с волновым сопротивлением 50 Ом или 75 Ом обеспечивает коэффициент бегущей волны (К_БВ) соответственно 0,7 или 0,5. При желании получить большее значение К_БВ между фидером и вибратором ставят четвертьволновый трансформатор с волновым сопротивлением   40...50 Ом.

При установке антенн на мачтe для лучшей грозозащиты ее вибраторы должны заземляться. На рис.9.6.б показан коаксиальный симметричный полуволновый вибратор, плечи которого непосредственно соединены металлической мачтой, заземленной в своем основании. Внутри мачты диаметром (0,007...0,008)λ располагают коаксиальный фидер. Вибраторы выполняют из трубок диаметром примерно 0,02λ.

Рис.9.6. Вертикальные вибраторы  (а - штыревой; б -коаксиальный; в - с нижним плечом из проводов; г - оба плеча из проводов или трубок; д - диско-конусный).

 

На рис.9.6.в изображен вибратор, у которого нижнее плечо выполнено из металлических трубок или стержней. На рис.9.6.г приведена конструкция несимметричного вибратора, у которого оба плеча выполнены из трубок или стержней. Такие вибраторы обладают пониженным волновым сопротивлением, более широкой полосой пропускания и относительно небольшой парусностью. Большими диапазонными свойствами  λ_max /λ_min = 4…5 при К_БВ > 0,5 обладает диско-конусная антенна (рис.9.6.д), питаемая фидером с волновым сопротивлением 50 Ом.

 

Рис.9.7. Экспериментальные диаграммы направленности диско-конусной антенны

 

Размеры антенны определяются максимальной длиной волны и выбираются из условий l=(0,25...0,28)λ_max; 2R_к=(0,18...0,2)λ_max. Размеры узла возбуждения должны удовлетворять соотношению t ≈ 0,3d, где d - диаметр оплетки кабеля. Для уменьшения парусности в метровом диапазоне волн антенна выполняется из стержней или трубок, расположенных по радиусам диска и образующим конуса. Внешние концы трубок диска и конуса для увеличения жесткости присоединяются к металлическим кольцам, при этом R_д  = 0,7R_k. Экспериментальные диаграммы направленности антенны приведены на рис.9.7.

Петлевой вибратор. Предложенный А. А. Пистолькорсом петлевой вибратор (рис.9.8.а) можно рассматривать как два полуволновых синфазных вибратора, расположенных на малом расстоянии (D<<λ) друг от друга, соединенных по концам.  Относительно точек питания а и е вибратор является симметричной  системой. В наиболее удаленной от точек питания точке 0 система оказывается короткозамкнутой, и здесь устанавливается пучность тока. По мере продвижения от точки 0 ко входу антенны амплитуды тока уменьшаются и в точках b и d, отстоящих от точки 0 на расстоянии, равном 0,25λ, образуются узлы тока. Далее за точками b и d токи меняют свое направление на обратное, а их амплитуды по мере приближения к точкам а и е возрастают. Отрезки вибратора bа и de соответственно в точках b и d относительно верхнего отрезка bоd развернуты навстречу друг другу, следовательно, токи в обоих вибраторах 1 и 2 имеют одно направление. Расположение в точке 0 пучности тока и узла напряжения позволяет крепить вибратор в этой точке к металлической стреле или мачте непосредственно без изоляторов, обеспечивая надежную грозозащиту. При равенстве диаметров трубок вибратора в них будут равны и токи. Поле излучения создается суммарным током 2I. Мощность излучения петлевого вибратора Р_Σ = (2I_эф)²R_ΣП. Подводимая мощность Р = . Решая совместно эти уравнения относительно R_a и полагая Р_Σ = Р, определяем входное сопротивление петлевого вибратора R_a = 4R_ΣП ≈ 4 × 73,1 ≈ 300 Ом. Входное сопротивление петлевого вибратора можно менять, изменяя соотношение диаметров трубок вибратора. При изменении отношения диаметра верхнего вибратора (1) к нижнему (2) от 0,5 до 2 входное сопротивление петлевого вибратора изменяется от 220 до 380 Ом. Петлевой и симметричный полуволновый вибраторы имеют примерно одинаковые диаграммы направленности, КНД и коэффициент усиления. Плоскость расположения трубок в вибраторе существенного влияния на его параметры не оказывает. Для получения большего входного сопротивления антенны применяют двухпетлевые вибраторы (рис.9.8.б), состоящие из трех полуволновых синфазных вибраторов. Входное сопротивление такого вибратора примерно равно 9R_ΣП

Рис.9.8. Петлевые вибраторы (а - однопетлевой; б - двухпетлевой)

 

Также достоинством петлевого вибратора является возможность его питания коаксиальным кабелем без симметрирующего устройства (рис.9.9).

 

Рис.9.9. Петлевой вибратор с четвертьволновым трансформатором

 

Здесь кабель проходит внутри трубки петлевого вибратора и экранной оболочкой подсоединяется к одному плечу вибратора, а центральным проводником - к другому. Для обеспечения согласования с 75-омным фидером применяется четвертьволновый отрезок (λ_к/4) кабеля с волновым сопротивлением W_ф = 150 Ом.

На проводящих плоскостях могут быть установлены четвертьволновые петлеобразные вибраторы, в частности, с использованием шунта, обладающие расширенной полосой частот (рис.9.10).

Рис.9.10. Четвертьволновый петлевой вибратор с шунтом

 

В схеме четвертьволнового вибратора (рис.9.11) емкостное сопротивление верхней половины антенны в точках питания а-в компенсируется последовательно включенным индуктивным сопротивлением нижней половины вибратора. Выбором диаметра вибратора и соотношения длин l₁ и l₂ можно добиться 10...15%-ной полосы пропускания от f₀ антенны при К_БВ в фидере, близком к единице.

 

 

Рис.9.11. Четвертьволновый вибратор с расширенной полосой пропускания

 

На рис.9.12.а показана флагшток-антенна или несимметричный полуволновой вибратор. Здесь коаксиальная линия трансформируется в четвертьволновый отрезок двухпроводной линии. Питание вибратора осуществляется в узле тока. Изменяя расстояние между проводниками двухпроводной линии, достигают хорошего согласования вибратора с фидером. Поменяв местами излучающий и добавочный провода (рис.9.12.б), приходят ко второму варианту антенны, в которой внутренний незаземленный проводник коаксиального фидера предохраняется от возможных повреждений вследствие ударов молнии.

Рис.9.12.Флагшток-антенна

 

Шунтовые вибраторы. В качестве диапазонных антенных устройств применяют симметричные и несимметричные, линейные и плоскостные шунтовые вибраторы (рис.9.13): линейные - показанные на рис.9.13.а,б ; плоскостные N-, М-образные - на рис.9.13.в,г.

 

 

Рис.9.13. Шунтовые вибраторы

 

В диапазоне метровых волн широко применяются резонансные отрезки линий в качестве металлических изоляторов, согласующих и симметрирующих устройств, компенсаторов реактивностей Х_А при перестройке частоты. Эти устройства составляют единое конструктивное целое с антенной. На рис.9.14 представлены типы коаксиальных антенн - полуволновых вибраторов, плечи которых имеют разные диаметры.

 

Рис.9.14. Коаксиальные вибраторы

 

Верхнее плечо (рис.9.14.а) является продолжением центрального проводника коаксиального фидера; нижнее плечо - четвертьволновый цилиндр. Внутренняя поверхность цилиндра и внешняя поверхность центральной оболочки фидера образуют короткозамкнутую четвертьволновую коаксиальную линию, которая имеет бесконечно большое входное сопротивление. В результате создается металлический изолятор, и ток на наружную оболочку кабеля (на мачту) не попадает.

Входное сопротивление полуволнового вибратора 73,1 Ом, что обеспечивает хорошее согласование антенны с коаксиальным фидером типа РК-75 без дополнительных согласующих устройств.

Второй вид вибратора (рис.9.14.б) отличается пластинчатой формой верхнего плеча с пониженным волновым сопротивлением.

На рис.9.14.в, г, д представлены другие виды вибраторов, роль нижнего плеча отводят либо металлическому конусу с длиной образующей порядка четверти длины волны, либо его выполняют из нескольких четвертьволновых проводников, являющихся противовесами и экранирующих антенну от металлической мачты.

         Направленные в вертикальной и ненаправленные в горизонтальной плоскостях диаграммы направленности позволяют получить коллинеарные синфазные антенны (рис.9.15), составленные из коаксиальных вибраторов. В коллинеарной антенне из трех полуволновых  симметричных вибраторов с учетом взаимного влияния  сопротивления излучения крайних вибраторов оказываются равными 95 Ом, а среднего 126 Ом.

При параллельном соединении всех вибраторов входное сопротивление антенны равно 35 Ом. Для работы с горизонтально поляризованными волнами антенны выполняют симметричными.

 

Рис. 9.15. Коллинеарная антенна (1 - коаксиальный вибратор, 

2 -распределительная линия длиной  λ_к » 0,66λ;

3 - четвертьволновый трансформатор с W_ф = 50 Ом)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

10. АНТЕННЫ  ПОПЕРЕЧНОГО  И  ОСЕВОГО  ИЗЛУЧЕНИЙ

УКВ  ДИАПАЗОНА

10.1. Синфазные вибраторные антенные решетки

В этой лекции рассматривается устройство синфазных вибраторных антенн, применяемых для создания направленного излучения в метровом и дециметровом диапазонах волн.

Существует несколько модификаций схем питания вибраторов: последовательного питания, параллельного питания и их комбинации. Наиболее простой является схема, изображенная на рис.10.1.а, в которой вертикальные группы вибраторов питаются последовательно, но соединяются между собой параллельно на входе антенны. Вибраторы вертикальной группы подсоединяются к вертикальной двухпроводной линии. Поскольку напряжение в точках линии, удаленных друг от друга на λ/2, меняется на 180°, для обеспечения синфазности питания вибраторов, провода фидера перекрещиваются.

Входное сопротивление каждого вибратора определяется как сумма собственного и наведенных сопротивлений. Поскольку вибраторы подсоединяются к фидеру через λ/2, входные сопротивления вибраторов пересчитываются к началу линии (точки 1-1' и 2-2', рис.10.1.a), так что оказываются включенными параллельно. Для того чтобы результирующее активное сопротивление было соизмеримым с волновым сопротивлением фидера (реактивная компонента сопротивления устраняется благодаря настройке вибраторов в резонанс), необходимо, чтобы входное сопротивление вибраторов было велико. Это достигается выбором длины плеча вибраторов, близкой к λ/2, при которой собственное входное сопротивление вибратора весьма значительно. Распределение амплитуд токов, возбуждающих вибраторы вертикальной группы в схеме, изображенной на рис.10.1.a, близко к равномерному. Для сужения диаграммы направленности в горизонтальной плоскости число вибраторов в этаже может быть увеличено. Неравномерное амплитудное распределение (для уменьшения уровня боковых лепестков) в горизонтальной плоскости может быть обеспечено подбором волновых сопротивлений параллельно включенных фидеров. Переход от двухпроводной линии к коаксиальному кабелю на выходе антенны осуществляется с помощью одной из схем симметрирующих устройств.

Недостатком описанной схемы является ее узкополосность, поскольку синфазность питания резко нарушается при отходе рабочей частоты от расчетной, при этом нарушается и амплитудное распределение в вибраторах вертикальной группы.

Значительно  более  широкополосной  является схема, изображенная   на рис.10.1.б. Синфазность питания здесь достигается на любой частоте, поскольку расстояния от входа антенны до любого вибратора одинаковы. Число этажей и число вибраторов в этаже должно быть равно 2ⁿ, где       n = 1, 2, 3, ... . Подобная схема питания значительно сложнее предыдущей, особенно при большом числе вибраторов.

 

Рис.10.1. Схемы питания вибраторов

 

Максимальное излучение синфазной решетки вибраторов ориентировано нормально к плоскости расположения вибраторов, причем направленность излучения в E-плоскости (плоскости, параллельной осям вибраторов) определяется числом вибраторов в oдном этаже, а в H-плоскости (плоскости,  перпендикулярной осям вибраторов) - числом этажей. Однонаправленность излучения достигается применением экранов (рефлекторов), отстоящих от активного полотна на расстоянии примерно λ/4. Рефлектор в диапазоне УКВ выполняется обычно либо сплошным, либо из проводов, параллельных вибраторам, натянутых на жесткой раме. Крепление вибраторов к экрану осуществляется с помощью металлических стержней, подсоединяемых к середине плеч вибраторов (в точке узла напряжения или нулевого потенциала) и не оказывающих поэтому влияния на их работу.

10.2. Антенны  в  печатном  исполнении

Применение в диапазоне УКВ, наряду с двухпроводными коаксиальными линиями и волноводами, полосковых линий передачи привело к созданию специальных полосковых антенн, выполняемых методом печатных схем. Основным преимуществом подобных антенн на дециметровых и сантиметровых волнах являются малая масса, простота конструкции, высокая точность изготовления, возможность создания невыступающих конструкций. Полосковые излучатели особенно удобны в качестве элементов антенных решеток, причем использование печатной технологии существенно упрощает реализацию разветвленной схемы питания элементов.

Существует большое количество разновидностей печатных антенн. Наибольшее распространение получили печатные излучатели резонансного типа, представляющие собой пластину, расположенную над металлическим экраном на диэлектрической подложке и возбуждаемую коаксиальной или полосковой линией. Примером печатного излучателя резонансного типа является антенна, изображенная на рис.10.2.а. Антенна возбуждается несимметричной полосковой линией, расположенной с той же стороны экрана, что  и  антенна.  Излучение   антенны  определяется  электрическими  токами, текущими по поверхности пластины и экрана, а также токами смещения в диэлектрической подложке. На практике используется простая расчетная модель, согласно которой поле, созданное антенной, рассматривается как излучение магнитного тока, протекающего в щели между краем пластины и экраном перпендикулярно линиям электрического поля.

На рис.10.2.б показано распределение магнитного тока в антенне исходя из резонаторного подхода к полосковой антенне. Излучение формируется, в основном, щелями I и II, токи в которых, равномерно распределенные по длине, синфазны друг другу и образуют максимум излучения вдоль нормали к экрану. Излучение остальных щелей можно практически не учитывать ввиду противоположного направления текущих в них токов (см. рис.10.2.б).

 

Рис.10.2. Излучатель резонансного типа в печатном исполнении

 

Возбуждение синфазных решеток из печатных излучателей может осуществляться аналогично схеме, изображенной на рис.10.1.

   Рис. 10.3. Фрагмент схемы разветвлённого типа

Для реализации на полосковых линиях передачи особенно удобны схемы разветвленного типа (фрагмент одной из  них дан на рис.10.3), обладающие максимальной широкополосностью. В зависимости от типа излучателя полосковые схемы питания могут располагаться с обратной или лицевой стороны от экрана

Основным недостатком антенн в печатном исполнении являются малая электрическая прочность, узкополосностъ и сравнительно низкий КПД.

10.3. Многощелевые  волноводные  антенны

В диапазоне сантиметровых и миллиметровых волн для получения узких диаграмм направленности, максимум которых ориентирован по нормали к антенне или отклонен от нее на некоторый угол, широко используются многощелевые волноводные антенны. Обычно применяются щели, прорезанные в узкой или широкой стенке прямоугольного волновода, работающего в режиме волны H₁₀ и возбуждаемые токами, текущими на внутренней поверхности стенок волновода. Картина линий тока в фиксированный момент времени показана на рис.10.4. Эпюры составляющих плотности тока приведены на рис.10.5, здесь же указаны направления этих токов.

Если щель, прорезанная в стенке волновода, пересекает линии плотности поверхностного тока, последний переходит в ток смещения, текущий перпендикулярно краям щели; между краями щели создается разность потенциалов. Подобная щель вызывает излучение электромагнитной энергии в окружающее пространство. Если узкая щель не прерывает линии плотности поверхностного тока, то она не возбуждается и соответственно не излучает.

Следовательно, продольная щель на узкой стенке волновода               (см. рис.10.4) вызывает излучение независимо от ее положения.

 

 

Рис.10.4. Картина линий поверхностного тока

 

На широкой стенке волновода интенсивность возбуждения продольной щели зависит от положения щели. Максимальная интенсивность получается, когда щель находится вблизи края стенки; при расположении продольной щели в середине широкой стенки она не излучает, так как плотность поверхностного тока J_х здесь равна нулю (см. рис.10.5). Поперечная щель на узкой стенке не излучает; интенсивность излучения  поперечной щели на широкой стенке уменьшается при смещении центра щели относительно середины. Наклонные излучающие щели можно прорезать как на узкой, так и на широкой стенке. Интенсивность возбуждения таких щелей можно регулировать изменением угла наклона.

Щель, прорезанная в стенке волновода, представляет для волновода некоторую нагрузку и влияет на режим его работы.

.

Рис.10.5. Эпюры составляющих плотности поверхностного тока

 

Часть энергии, идущей по волноводу, излучается щелью, часть отражается от нее, как от всякой неоднородности, и направляется обратно к генератору, часть – проходит дальше. Влияние поперечной щели прорезанной на широкой стенке волновода, учитывается подключением в длинную линию, эквивалентную волноводу, последовательно включенного сопротивления           Z = R + iX, а продольной – параллельно включенной проводимости Y = G + iB, причем при настройке щели в резонанс (некотором изменении длины щели по сравнению с λ/2) реактивные компоненты X и В обращаются в нуль. Одним из возможных вариантов построения многощелевой волноводной  антенны является антенна с нерезонансным возбуждением щелей, прорезанных в стенках волновода, нагруженного на согласованную нагрузку. В схемах с прямофазной связью щелей с волноводом, изображенной, например, на рис.10.6.a,  когда фазы возбуждения щелей совпадают с фазой бегущей волны в точках размещения щелей, сдвиг фаз между соседними щелями      ψ = 2πd/λ_B, где d - расстояние между центрами щелей;  λ_В - длина волны в волноводе.  Максимум излучения при этом отклоняется от нормали к оси волновода на угол

Θ_гл = arcsin(ψ/kd) = arcsin(λ/λ_B),

 т.е. направление максимума излучения не зависит от шага d. При использовании стандартных волноводов λ_В ≈1,4λ соответственно  угол             θ_гл ≈ 60⁰. Для уменьшения  ψ  и соответствующего уменьшения θ_гл используются схемы с переменно-фазной связью, при которой        ψ=2nd/λ_B + π. Дополнительный сдвиг, равный π, достигается, например, за счет шахматного расположения продольных щелей на широкой стенке волновода (рис.10.6.б), возбуждаемых поперечными токами, текущими в разные стороны от оси волновода (см. рис.10.4). Аналогичного эффекта можно достичь, прорезая наклонные щели на узкой стенке волновода с переменным углом наклона (рис.10.6.в). Излучение таких щелей определяется, в основном, составляющей вектора  Е  в щелях, параллельной оси волновода.

В нерезонансных переменно-фазных антеннах шаг решетки d выбирается несколько отличным от  λ_B/2. При этом отражения от отдельных щелей в значительной степени взаимно компенсируют друг друга и антенна оказывается хорошо согласованной с питающим волноводом. Кроме того, можно считать особенно при большом числе щелей (N > 15), что режим, близкий к бегущей волне, устанавливается по всей длине антенны.

 

Рис.10.6. Волноводно - щелевая антенна

 

При одинаковом смещении щелей относительно средней линии или значении угла наклона щелей γ (рис.10.6.a) наблюдается ослабление интенсивности возбуждения щелей по мере их приближения к нагрузке. Это объясняется постепенным уменьшением мощности, бегущей по волноводу, из-за излучения ее щелями («вытекания» энергии). Мощность, поглощаемая в согласованной нагрузке, составляет обычно 5...10% , т.е. КПД η = 0,9...0,95.

Расчет положения щелей производится исходя из требуемого амплитудного распределения вдоль антенны и величины КПД. В частности, постепенно увеличивая расстояние между продольными  щелями и средней линией  или увеличивая угол γ по мере приближения к нагрузке, можно реализовать равноамплитудное возбуждение щелей.

Ширина щели независимо от ее расположения выбирается исходя из условий обеспечения необходимой электрической прочности и требуемой полосы рабочих частот.

Диаграмма направленности многощелевой антенны в плоскости, проходящей через ось волновода, зависит от произведения   f₁(φ)·f_c(φ), где f₁(φ) – характеристика направленности одной щели с односторонним излучением, а множитель системы f_c(φ) зависит от амплитудного и фазового распределений вдоль антенны и количества щелей. При d > λ_B/2 максимум излучения отклонен от нормали к оси антенны в сторону согласованной нагрузки, при d < λ_В/2 - в сторону генератора. В плоскости, перпендикулярной оси волновода, диаграмма направленности определяется только направленными свойствами одной щели. При изменении частоты генератора изменяется отношение  λ/λ_В  и, следовательно, изменяется угол θ_гл.  Это обстоятельство используется при создании антенн с частотным сканированием.

Рис.10.7. Резонансная волноводно-щелевая антенна

 

Для повышения углочастотной зависимости, т.е. скорости изменения θ_гл  при изменении  частоты  генератора, используются волноводы змейкообразной формы, либо специальные с повышенной дисперсией. Основным недостатком нерезонансных антенн является «эффект нормали», заключающийся в резком рассогласовании антенны с питающим волноводом на частоте, при которой шаг решетки d = λ_B/2 и излучение должно быть направлено по нормали к антенне. При таком шаге отражения от отдельных щелей уже не компенсируют друг друга, в результате чего наблюдается сильное отражение энергии от входа антенны. Для формирования максимума излучения по нормали к оси антенны используются резонансные антенны, например, на основе продольных щелей, размещаемых в шахматном порядке на широкой стенке волновода (рис.10.7.а). Щели располагаются на расстоянии λ_B/2, что обеспечивает синфазность их возбуждения. Для устранения, рассогласования, свойственного синфазному возбуждению щелей, антенны снабжают короткозамкнутым поршнем и специальным образом подбирают величину смещения щелей.

Для максимальной интенсивности возбуждения продольных щелей необходимо, чтобы расстояние от поршня до центра крайней щели составляло λ_B/4; при этом щель попадает в пучность поперечной составляющей поверхностного тока (см. рис.10.7.а). Эквивалентная схема подобной антенны приведена на рис.10.7.б. При одинаковом смещении всех щелей относительно средней линии волновода эквивалентные проводимости всех щелей равны. Поскольку напряжения (рис.10.7.в) в точках, отстоящих вдоль длинной линии на λ_B/2, равны по амплитуде, все щели, несмотря на уменьшение мощности, переносимой вдоль волновода, из-за излучения, возбуждаются с одинаковой интенсивностью. Суммарная входная проводимость антенны, состоящей из N щелей, будет равна G^'_BX = NG^' , где G -  эквивалентная проводимость одной щели. Для согласования антенны с питающим волноводом обычно выбирают G'=1/N. Последнее условие реализуется соответствующим выбором смещения щели x. При этом режим волны в антенне меняется от чисто стоячей (вблизи короткозамкнутого поршня, см. рис.10.7.в) до бегущей на входе антенны. Для реализации неравноамплитудного возбуждения, например, спадающего к краям для уменьшения уровней боковых лепестков, необходимо смещение щелей уменьшать по мере удаления щелей от середины антенны.

Практически удовлетворительное согласование получается только в очень узкой полосе частот, что является основным недостатком резонансных антенн.

Рассмотренные выше нерезонансные волноводно-щелевые антенны представляют собой один из вариантов антенн вытекающей волны. Антенны этого типа реализуются путем внесения различных излучающих неоднородностей в линию передачи энергии, вызывающих «вытекание» части энергии, переносимой данной линией. Неоднородности могут быть выполнены в виде щелей, отверстий, решетки из металлических полосок или непрерывной узкой щели, прорезанной, например, в боковой стенке прямоугольного волновода. Распределение амплитуд в антенне вытекающей волны зависит, в основном, от размеров щелей и отверстий, а также от расстояний между ними. Фазовое распределение в антенне соответствует закону бегущей волны и определяется главным образом фазовой скоростью в невозмущенной линии передачи. В практических конструкциях достигается 10⁰ < θ_ГЛ  < 85⁰. Амплитудное и фазовое распределения могут регулироваться почти независимо друг от друга, особенно для длинных антенн, что позволяет получать необходимые диаграммы направленности.

 

10.4. Директорные антенны

Директорные антенны (антенны типа «волновой канал») широко используются на метровых и дециметровых волнах в качестве направленных антенн осевого излучения.

Антенна состоит из одного активного и нескольких пассивных вибраторов. Ток в пассивном вибраторе наводится за счет поля, излучаемого активным вибратором.

Чтобы пассивный вибратор работал в качестве рефлектора, его полная длина должна быть несколько больше 0,5λ. Для работы в качестве директора длина пассивного вибратора должна быть несколько меньше 0,5λ.

Рис.10.8. Директорная антенна

 

Увеличить направленность излучения можно одновременным использованием нескольких пассивных вибраторов. Обычно функцию рефлектора выполняет только один пассивный вибратор (рис.10.8), так как при установке дополнительных пассивных вибраторов они будут возбуждаться очень слабо. Иногда для уменьшения уровня излучения в заднем полупространстве используются дополнительные рефлекторы, расположенные над основным рефлектором и под ним. Число директоров может быть достаточно большим, поскольку каждый предыдущий директор направляет энергию в сторону последующего (отсюда название «волновой канал»), тем самым создавая благоприятные условия для возбуждения директоров.

При надлежащей настройке антенны  ток, наведенный в рефлекторе, должен опережать по фазе ток в активном вибраторе. Токи в директорах должны отставать по фазе, причем тем сильнее, чем дальше отстоит директор от активного элемента. При этом максимум излучения направлен вдоль оси антенны (в сторону директоров).

В настоящее время разработано большое число различных конструкций директорных антенн УКВ диапазона. Расстояние между активным вибратором и рефлектором берется равным (0,15...0,25)λ. Первый директор отстоит от активного вибратора на (0,1...0,35)λ. Такое же расстояние выбирается между директорами. Длины рефлектора и директоров отличаются от длины активного вибратора примерно на 5...10% в сторону удлинения и укорочения соответственно.  С  целью уменьшения боковых лепестков  длины  директоров уменьшают по мере их удаления от активного вибратора. Директорную антенну можно выполнить также в печатном варианте.

В качестве активного вибратора обычно применяется петлевой вибратор. Это объясняется тем, что за счет влияния пассивных вибраторов (наведенного сопротивления) входное сопротивление активного вибратора в директорной антенне уменьшается. При использовании обычного полуволнового активного вибратора его входное сопротивление в составе антенны уменьшается до 20...30 Ом, что затрудняет согласование антенны с питающей линией. Собственное входное сопротивление петлевого вибратора (около 300 Ом) в 4 раза больше, чем у обычного симметричного вибратора, поэтому даже под влиянием соседних пассивных вибраторов оно остается достаточным для согласования. Кроме того, этот вибратор можно крепить в точке нулевого потенциала непосредственно к металлическому стержню (см. рис.10.8). Пассивные вибраторы также крепятся (обычно привариваются) в средней точке к этому стержню, что очень удобно в конструктивном отношении. Питание антенны обычно осуществляется по коаксиальному кабелю с использованием симметрирующего устройства типа "U-колено".

Недостатком антенны является ограниченность ее рабочего диапазона. При изменении длины волны расширяется главный лепесток, возрастает уровень боковых лепестков, увеличивается излучение в обратном направлении, нарушается согласование антенны с питающим фидером. Антенна может использоваться в полосе частот примерно 5...15% от основной частоты.

Директорные антенны широко применяются в качестве приемных телевизионных антенн и в радиолокации. От одной директорной антенны обычно не удается получить ширину диаграммы направленности менее 15...20°. Для получения более узких диаграмм направленности антенны соединяют в синфазные решетки поперечного излучения.

Другим способом повышения КНД таких антенн со сравнительно небольшим числом вибраторов является построение на их основе антенн обратного излучения. Для этого антенна снабжается плоским отражателем, который располагается вблизи последнего директора (рис.10.9).

Рис.10.9. Антенна обратного излучения

     

Максимальное излучение антенны получается в направлении, обратном направлению максимума диаграммы направленности директорной антенны. По принципу действия антенны обратного излучения несколько напоминают параболические, однако отличаются от них значительно более простой формой отражателя. При больших размерах плоского экрана (D>1,1) параметры антенны ухудшаются, что объясняется появлением на краях отражателя противофазно возбуждаемых областей из-за большой разности хода от активного вибратора до центральной и крайних точек отражателя. В связи с этим краям отражателя придается ступенчатая форма (см. рис.10.9, штриховая линия).

Отметим, что антенны обратного излучения могут быть построены на основе других антенн осевого излучения, например стержневых диэлектрических антенн или спиральных излучателей.

Следует иметь в виду, что основное преимущество антенн обратного излучения - уменьшение продольных размеров - достигается за счет существенного возрастания поперечных размеров.

 

10.5. Логопериодические вибраторные антенны

Логопериодические антенны (ЛПА) относятся к классу сверхширокополосных  антенн, сохраняющих при изменении частоты как форму диаграмму направленности, так и величину входного сопротивления. Работа антенны основана на принципе электродинамического подобия, согласно которому при изменении размеров антенны в определенное количество раз и изменении длины волны во столько же раз характеристики антенны останутся без изменения. Существует большое число различных модификаций логопериодических антенн. Рассмотрим вариант вибраторной логопериодической антенны, приведенной на рис.10.10.

 

Рис.10.10. Вибраторная логопериодическая антенна

Антенна состоит из линейных вибраторов, присоединенных к двухпроводной линии. Возбуждение осуществляется с помощью коаксиальной  линии, которая проложена внутри одного из проводов двухпроводной линии, имеющей форму трубки. Подобный переход от коаксиальной к двухпроводной линии не требует симметрирующего устройства. Длины вибраторов удовлетворяют соотношению

l_n /l_n+1 =τ,

где  τ - период структуры, независимо от номера n (n = 1, 2, ...). Линии, соединяющие концы вибраторов, образуют угол α.

По принципу действия такая логопериодическая антенна напоминает директорную антенну. На частоте f₀  резонирует, т.е. возбуждается наиболее интенсивно вибратор, длина плеча которого близка к  λ/4, поскольку входное сопротивление этого вибратора можно считать активным. Другие вибраторы возбуждаются значительно слабее, так как входное сопротивление их велико из-за большой реактивной составляющей. Активная область антенны,   формирующая   излученное   поле, включает обычно три - пять вибраторов, в том числе резонансный и прилегающие к нему с двух сторон. Фазовые соотношения токов  в  вибраторах  активной  области  определяются  длиной  вибраторов, взаимным влиянием и поочередным подключением их к разным проводникам питающей линии. При этом оказывается, что токи в более коротких вибраторах отстают, а в более длинных - опережают по фазе ток в резонансном вибраторе. Соответственно более короткие вибраторы работают в режиме директоров, а более длинные выполняют функцию рефлектора. Максимум излучения направлен в сторону вершины антенны.

Если частота генератора уменьшится и станет равной τf₀, то начнет резонировать следующий, более длинный вибратор, соответственно активная область переместится в сторону более длинных вибраторов. Напротив, при увеличении частоты активная область сместится к вершине антенны. На всех частотах f_n =τ^n-1f₁, где n - номер вибратора; f_n - резонансная частота n-го вибратора, свойства антенны остаются неизменными. В интервалах между резонансными частотами свойства антенны меняются, но незначительно.           В логарифмическом масштабе резонансные частоты повторяются через интервалы, равные lпτ, что и определило название антенны этого класса          lnf_n =(n-1)lnτ + lnf_1.

Из изложенного ясно, что ширина рабочей полосы частот логопериодической антенны с нижней стороны ограничивается допустимыми размерами самых длинных вибраторов (λ_mах ≈ 4l_mах), а с верхней стороны - возможной точностью выполнения вибраторов вблизи точек питания             (λ_min ≈4l_min). Практически можно получить примерно в десятикратном диапазоне волн (f_max/f_min =10) почти неизменную диаграмму направленности. В этом же диапазоне коэффициент бегущей волны в фидере не падает ниже 0,6...0,7. Следует учитывать, что вследствие перемещения активной области по длине антенны с изменением частоты меняется также положение фазового центра антенны. Последнее обстоятельство не имеет значения, например, при приеме телевизионных программ, но принципиально при использовании логопериодической антенны в качестве облучателя параболических антенн, а также при работе с широкополосными сигналами.

Расчет токов в вибраторах логопериодической антенны требует учета их взаимного влияния не только по свободному пространству, но и по проводам питающей линии.

В связи с тем, что в излучении на данной частоте участвует только несколько вибраторов, диаграмма направленности получается довольно широкой, причем в Е-плоскости (плоскость, в которой расположены вибраторы) получается уже, чем в H-плоскости. Увеличение τ при неизменном α сужает диаграмму направленности, так как увеличивается число вибраторов, входящих в активную область. Уменьшение угла α при неизменном τ также сужает диаграмму направленности, поскольку при этом увеличивается расстояние между соседними вибраторами, т.е. активная область расширяется. Сказанное справедливо только до некоторых критических значений τ_mах≈0,95 и α_min≈10°.

Если провода линии, питающей логопериодическую антенну, разместить под углом друг к другу, то получится пространственная логопериодическая антенна (рис.10.11).

 

Рис.10.11. Пространственная вибраторная логопериодическая антенна

 

Диаграмма направленности такой антенны в H-плоскости получается значительно уже, чем у плоской логопериодической антенны, за счет влияния множителя системы, образованной разнесением в H-плоскости активных областей каждого из полотен. В E-плоскости вид диаграммы направленности остается практически прежним. Провода питающей линии в подобной конструкции вызывают излучение с паразитной поляризацией, однако оно, как правило, невелико.

В диапазоне УКВ логопериодические антенны применяются в качестве широкополосных облучателей параболических и линзовых антенн, приемных телевизионных антенн и т.д. На практике используются также вертикальные синфазные логопериодические антенны (рис.10.12), максимум излучения которых перпендикулярен плоскости полотна антенны. Вибраторы такой антенны питаются двухпроводной линией. Сужение диаграммы направленности в горизонтальной плоскости достигается применением двух или трех секций, питаемых синфазно. Такие логопериодические антенны с рефлектором используются в секторных антеннах, применяемых в сотовой радиосвязи. В частности, антенна, состоящая из двух полотен по 6 вибраторов, имеет коэффициент усиления порядка 13 дБ.

 

 

Рис.10.12. Синфазная логопериодическая антенна

 

10.6. Антенны вращающейся поляризации 10.6.1. Турникетный излучатель

В простейшем варианте турникетный излучатель состоит из двух симметричных электрических вибраторов, расположенных перпендикулярно друг к другу (рис.10.13). Возбуждение вибраторов осуществляется токами равной амплитуды, но сдвинутыми по фазе на 90°. В точке А, лежащей на оси z (см. рис.10.13), векторы электрического поля, излучаемого вибраторами, ортогональны друг другу, имеют равные амплитуды и сдвинуты по фазе на 90°, что обеспечивает в этой точке круговую поляризацию результирующего поля.

 

Рис.10.13. Турникетный излучатель

 

При отклонении точки наблюдения   от  оси   фазовые   соотношения   между  компонентами полей сохраняются, однако амплитудные соотношения нарушаются. Так, в точке В, лежащей в плоскости yoz (см. рис.10.13), амплитуда компоненты поля, созданного вибратором, ориентированным вдоль оси у, уменьшается, в результате поле имеет эллиптическую поляризацию. В точках, расположенных в плоскости хоу, поляризация линейная, поскольку оба вибратора создают в этих точках только одну пространственную компоненту электрического поля, лежащую в плоскости хоу, причем в точках на оси каждого из вибраторов (точки С, D, Е и F на рис.10.13) поле создается только за счет излучения другого вибратора.

Диаграмма направленности в данной плоскости имеет круговую форму.

Особенностью турникетного излучателя является зависимость фазы излученного поля от угловых координат точки наблюдения. Для доказательства этого достаточно рассмотреть поля в точках С и D и сравнить их между собой: они равны по амплитуде, но отличаются по фазе на π/2. Следовательно, турникетные антенны не имеют фазового центра. Излучение антенны в нижнее полупространство обычно устраняется за счет экрана, отстоящего от плоскости расположения вибраторов на 0,25λ. Подводка питания к каждому вибратору осуществляется обычно коаксиальным кабелем с использованием симметрирующего устройства, которое удобно крепить к экрану. Входы симметрирующих устройств соединяют между собой. Фазовый сдвиг может быть реализован включением в тракт питания одного из вибраторов дополнительного отрезка линии длиной λ_к/4, где λ_к - длина волны в кабеле.

Турникетные антенны используются иногда при построении телевизионных передающих антенн с горизонтальной поляризацией. Излучение по оси z в таких антеннах подавляется за счет использования нескольких турникетных излучателей, параллельных друг другу и смещенных по оси z на 0,5λ.

10.6.2. Спиральные антенны

 

Спиральные антенны широко применяются в диапазонах сантиметровых, дециметровых и реже метровых волн. Рассмотрим сначала цилиндрическую спиральную антенну, изображенную на рис.10.14.а. Антенна состоит из спирального провода, соединенного с внутренним проводником возбуждающего коаксиального кабеля. Внешний провод (оплетка) кабеля присоединяется к металлическому диску (экрану), который препятствует проникновению тока, текущего по внутренней поверхности кабеля, на его наружную поверхность. Кроме того, диск играет роль рефлектора, уменьшая излучение антенны в заднее полупространство.

При диаметре спирали d (рис.10.15.а), меньшем 0,18λ, антенна работает как штыревая с малым сопротивлением излучения. При диаметре спирали большем 0,45λ, диаграмма направленности антенны раздваивается относительно оси.

При диаметре спирали (0,25...0,45)λ антенна создает максимальное излучение вдоль оси по направлению движения волны тока.

В спиральной антенне с длиной витка, равным примерно длине волны       (L ≈ λ) и при числе витков больше трех устанавливается режим бегущей волны.

На рис.10.15.б штриховыми линиями показано распределение токов на отрезке прямого провода: I(t₁) - для момента времени t₁ и для последующего момента времени t₂. На рис.10.15.в и 10.15.г показаны распределения токов в одном витке спирали, соответствующие моментам времени t₁ и t₂. Как видно, в каждый момент времени излучение витка эквивалентно излучению двух изогнутых синфазно возбужденных вибраторов, создающих максимум излучения вдоль оси витка. Положение этих вибраторов по времени непрерывно меняется с круговой частотой ω, в результате вдоль оси создается излучение с вращающейся поляризацией. При прохождении бегущей волны тока по спирали создается эллиптическая (близкая к круговой) поляризованная волна.

 

Рис.10.14. Цилиндрическая спиральная антенна

 

Для обеспечения режима осевого излучения диаметр спирали d выбирают так, чтобы длина витка L была примерно равна длине волны тока в спирали λ_СП (при этом d ≈λ_СП /π).

Теоретические исследования показывают, что в бесконечной спирали при условии L ≈ λ_СП устанавливается режим бегущей волны тока с фазовой скоростью V = 0,8с (с/V = 1,25), где с - скорость света, и длиной волны       λ_СП ≈ λV/с, где λ - длина волны в свободном пространстве. При укорочении длины волны λ, фазовая скорость повышается, приближаясь к скорости света, а при увеличении длины волны значение V уменьшается. В спирали конечной длины имеет место отражение от конца, но оно невелико (коэффициент отражения не превышает 0,2). Кроме того, в начале и конце антенны возникают высшие типы волн. Обычно в первом приближении отражением и высшими типами волн пренебрегают и считают, что амплитуда тока постоянна по длине антенны.

Определим более точно требования к длине витка L, учитывая, что реально виток за счет шага намотки S не лежит в одной плоскости. Развертка одного витка спирали показана на рис. 10.14.б.

 

 

Рис.10.15. К принципу работы спиральной антенны

 

Сдвиг фаз между полями двух соседних витков в точке на оси антенны складывается из набега фазы бегущей волны тока по витку спирали ψ = βL и разности фаз за счет шага намотки ψ₁ = kS . Результирующий фазовый сдвиг Δψ = ψ - ψ₁. Для обеспечения максимума КНД необходимо, как известно, чтобы этот сдвиг был близким к π/n, где п - число витков. Однако, поскольку в спирали в режиме осевого излучения величина ψ велика (близка к 2π), обеспечить максимум КНД можно только при условии, что Δψ=2π+π/n. Отсюда получаем:

                                        

 

При выполнении этого условия и большом п поляризация поля на оси спирали близка к круговой. Более оптимальные условия для круговой поляризации получаются при несколько меньшем значении L = (S + λ)V/с, которое можно найти из условия Δψ = 2π . При этом условии поля элементов витка, разнесенные на четверть его длины и формирующие излучение с взаимно перпендикулярной поляризацией, сдвинуты по фазе точно на π/2. При отклонении точки наблюдения от оси поляризация становится эллиптической.

Поскольку с укорочением λ, отношение V/с увеличивается (и наоборот),  направленные свойства практически сохраняются в сравнительно широкой полосе частот, примерно от (0,7...0,8)λ₀ до 1,2λ₀, где λ₀ - расчетная длина волны.

Характеристику направленности спиральной антенны можно рассчитать по формуле

f(φ)= cos φ • sin{(kn/2)[(c/V)L - S cos φ]}/ sin{(k/2)[(c/V)L - S cos φ]} .

Ширина главного лепестка диаграммы направленности рассчитывается по формулам:

   

КНД антенны D =15(L/λ)²·n·S/λ.

Входное сопротивление антенны получается чисто активным и равным R_ВХ  ≈140L/λ.

Для достижения максимальной широкополосности угол намотки α выбирается равным 12...15° (S = 0,15 λ...0,3λ). Радиус экрана (сплошного или решетчатого) обычно берется равным (0,5...0,8)l, где l - длина спирали (см. рис.10.14.a) Ширина главного лепестка диаграммы направленности цилиндрической спиральной антенны по половинной мощности обычно не меньше 20...25°. Для улучшения направленных свойств спиральные антенны соединяются в антенные решетки поперечного излучения.

Конические спиральные антенны (рис.10.16) обладают лучшими диапазонными свойствами, чем цилиндрические спиральные антенны. Осевое излучение таких антенн  формируется  не  всей  антенной, а  лишь  активной областью, т.е. витками, длина которых близка к λ. Минимальную длину витка выбирают равной 0,75λ_min, а максимальную - 1,3λ_mах. С изменением частоты активная область перемещается вдоль оси антенны.

Рис.10.16. Конические спиральные антенны

 

Широкое применение находят плоские спиральные антенны, в том числе антенны в виде архимедовой спирали (рис.10.17.а). Двухзаходная спиральная антенна может выполняться печатным способом и возбуждается либо двухпроводной линией, либо коаксиальным кабелем, проложенным вдоль одного из плеч (вдоль другого плеча прокладывается для сохранения симметрии холостой  кабель, рис.10.17.б). Антенну можно рассматривать как свернутую в спираль двухпроводную линию, причем в начальной части антенны токи в соседних витках находятся в противофазе и соответственно не излучают. С удалением от точек питания фазовый сдвиг между токами в соседних витках уменьшается за счет разности хода. Действительно, элементы 1 и 2, расположенные по обе стороны от окружности радиусом r₀ на разных заходах спирали, имеют разность хода, равную половине длины этой окружности, т.е. Δr = πr₀. С учетом противофазного возбуждения разность фаз элементов 1 и 2 будет ψ = kΔr + π. При r₀ = λ/2π величина ψ = 2π, т.е. соседние витки возбуждаются синфазно в режиме бегущей волны. Эти витки и формируют поле излучения с круговой поляризацией в направлении оси антенны, которое сохраняется в широкой полосе частот. Нижняя частота определяется внешним диаметром спирали, а верхняя - точностью выполнения антенны вблизи точек питания. Диаграмма направленности состоит из двух широких лепестков, ориентированных нормально к плоскости спирали. Можно также получить одностороннее излучение спирали, если позади нее поместить экран (обычно на расстоянии λ₀/4, где λ₀ - длина волны на средней частоте диапазона), однако наличие экрана сужает рабочую полосу частот.

Рис.10.17. Двухзаходная спираль Архимеда

 

Описанные типы спиральных антенн кроме самостоятельного применения используются, как уже отмечалось, в качестве облучателей зеркальных антенн, элементов различных решеток, в том числе фазированных антенных решеток.

 

10.7. Антенны поверхностных волн (АПВ)

10.7.1. Диэлектрические стержневые антенны

Диэлектрические стержневые антенны, относящиеся к антеннам осевого излучения, наиболее широко применяются в диапазоне сантиметровых волн. Антенны представляют собой диэлектрический стержень, выполненный из высокочастотного диэлектрика с малыми потерями (полистирол, тефлон и др.). Возбуждение обычно осуществляется отрезком волновода прямоугольного или круглого сечения (рис. 10.18).

Рис. 10.18. Диэлектрическая стержневая антенна

Структура поля в волноводе соответствует волне основного типа - H₁₀ (прямоугольный волновод) или H₁₁ (круглый волновод). При бесконечной длине стержня указанный способ возбуждения приводит к возникновению в стержне как в диэлектрическом волноводе бегущей волны гибридного типа НЕ₁₁, имеющей продольные составляющие как магнитного, так и электрического поля. Структура поля этой волны изображена на рис.10.19. Волна НЕ₁₁ относится к, так называемым, поверхностным волнам, поле которых при удалении от поверхности стержня в радиальном направлении убывает по закону, близкому к экспоненциальному. Физически возникновение поверхностной волны объясняется эффектом полного внутреннего отражения на границе раздела диэлектрик - воздух. Фазовая скорость волны V зависит от материала стержня. Чем больше диаметр стержня, тем ближе значение V к скорости света в неограниченном диэлектрике.

Рис.10.19. Структура поля волны HE₁₁

 

т.е. к величине  где ε₁ - относительная диэлектрическая проницаемость материала стержня. С уменьшением d величина V→ с, при этом волна слабо связана со стержнем. Зависимость V/c от ε₁ и отношения d/λ приведена на рис.10.20. Особенностью волны НЕ₁₁ в диэлектрическом  волноводе  является  отсутствие  критической длины волны(λ_кр = ∞), т.е. волна может распространяться в стержне при любом его диаметре.

Рис. 10.20. Зависимость V/c = f(ε, d/λ)

 

Однако при большом диаметре в стержне могут возбудиться волны высших типов, что нежелательно, т.к. они искажают диаграмму направленности.

Отметим, что поверхностной волной НЕ₁₁ передается только часть мощности (P₁), подведенной к возбуждающему волноводу. Остальная часть мощности (Р₂) непосредственно излучается возбудителем в окружающее пространство. Соотношение между этими мощностями определяет эффективность возбудителя β = Р₁ /(Р₁ + Р₂) .

При конечной длине диэлектрического стержня можно приближенно полагать, что структура поля остается такой же, как в бесконечном волноводе, однако обрыв стержня приводит к возникновению излучения. Результирующая диаграмма направленности антенны определяется взаимодействием излучения, формируемого за счет конечной длины стержня, и непосредственного излучения возбудителя. Сложный характер формирования излучения затрудняет оценку точного положения фазового центра. В первом приближении считают, что он находится в средней точке по длине стержня.

Приближенно можно считать, что по направленным свойствам  диэлектрическая антенна соответствует непрерывной системе излучателей, возбуждаемых с равной амплитудой и линейным изменением фазы, характерным для антенны бегущей волны. Роль излучателей играют, так называемые, токи поляризации, плотность которых определяется разностью диэлектрической проницаемости стержня и диэлектрической проницаемости окружающей среды.

Как видно из рис.10.19, токи поляризации, соответствующие волне НЕ₁₁, имеют преимущественное направление, параллельное оси х, и формируют линейно поляризованное поле излучения. Направленные свойства каждого элементарного излучателя могут не учитываться в приближенных расчетах основного лепестка результирующей диаграммы направленности.

Отраженная волна от конца стержня приводит к появлению в диаграмме направленности дополнительных боковых лепестков, соответствующих излучению антенны в обратную сторону. Коэффициент отражения зависит от скорости V волны в стержне. Для уменьшения отраженной волны стержню придают коническую форму (рис 10.18.б), что приводит к постепенному росту фазовой скорости V и приближению ее к скорости света с у конца стержня. Уровень боковых лепестков у конической антенны получается меньше.

 

Рис.10.21. Диаграмма направленности  диэлектрической антенны

 ( ^___  - конической формы; - - -  - цилиндрической формы)

 

На рис.10.21 приведены диаграммы направленности двух антенн длиной L = 3,Зλ: конического стержня с максимальным диаметром  d_max = 0,627λ и углом α = 4° (сплошная линия) и цилиндрического стержня с диаметром, равным среднему диаметру конического стержня (штриховая линия). Диэлектрическая проницаемость в обоих случаях ε_r =2,5.

Диэлектрические антенны являются сравнительно широкополосными. Диапазон рабочих частот определяется, в основном, свойствами возбуждающего волновода. Ширина лепестка диаграммы направленности по уровню половинной мощности одиночной диэлектрической антенны составляет обычно не менее 20...25°. Применяются диэлектрические антенны как самостоятельные излучатели, облучатели зеркал и элементы различных антенных решеток поперечного излучения.

Используются также ребристо-стержневые антенны, аналогичные по своим свойствам диэлектрическим стержневым антеннам (рис.10.22.a). Для получения вращающейся поляризации возбуждение ребристо-стержневых антенн осуществляется спиральным излучателем (рис.10.22.б).

Рис.10.22. Ребристо-стержневые антенны

 

10.7.2. Плоские антенны поверхностных волн

 

Наряду с диэлектрическими стержневыми антеннами применяют плоские диэлектрические и ребристые (гофрированные) антенны, получившие также название импедансных. Антенны состоят из возбудителя, например, рупорного типа и структуры, направляющей волну, в виде слоя диэлектрика на металле или ребристой поверхности (рис.10.23). Ребристые структуры обычно применяются в сантиметровом  диапазоне волн.

Диэлектрические структуры, имеющие несколько большие потери, предпочтительны в дециметровом диапазоне из-за конструктивных преимуществ. Антенны могут быть также снабжены экраном, выступающим перед направляющей структурой. Роль экрана может играть поверхность корпуса объекта на котором расположена антенна.

При соответствующем выборе параметров направляющей структуры поле над ней имеет характер поверхностной волны типа Е, не обладающей критической длиной волны (λ_кр = ∞), причем при указанном способе возбуждения вектор магнитного поля параллелен оси у, а электрическое поле кроме Ė_Z имеет составляющую Ė_X. Направляющую структуру принято характеризовать поверхностным сопротивлением (импедансом), равным отношению   касательных   к  поверхности  составляющих  векторов  Ė  и ˙Н  Z_S =.

Рис.10.23. Плоские антенны поверхностных волн

 (а - ребристые; б - диэлектрические)

 

Величина Z_S для ребристой структуры зависит от глубины канавок, для диэлектрического слоя - от диэлектрической проницаемости ε_r и толщины слоя. Для поддержания поверхностной волны сопротивление Z_S = iX_S должно иметь индуктивный характер. Для ребристой поверхности это достигается, если глубина канавок не превосходит 0,25λ.

Направленные свойства плоской антенны поверхностных волн, как и диэлектрической стержневой антенны, определяются, в основном, взаимодействием излучения, вызываемого ограниченными размерами направляющей поверхности, и непосредственного излучения возбуждающего устройства. На форму диаграммы направленности в Е-плоскости влияют также токи, возбуждаемые на экране. Конечность экрана приводит к отклонению максимума излучения от продольной оси антенны на некоторый угол. Отметим, что точный расчет оптимальной длины антенны затруднен ввиду сложной зависимости ее от эффективности работы возбудителя.

Преимуществом плоских антенн поверхностных волн является малая высота. Подобные антенны практически не выступают над поверхностью объекта, на котором они установлены, поэтому их особенно целесообразно использовать на самолетах и других передвижных объектах.

Направленные свойства антенн поверхностных волн можно существенно улучшить, если применить структуру с переменными по длине параметрами (модулированные антенны). Такими параметрами могут быть глубина канавок в ребристой структуре или толщина слоя диэлектрика и форма направляющей поверхности. С помощью модулированных антенн можно достичь повышения КНД или получить диаграммы направленности специальной формы, например секторной, косекансной или с малым уровнем боковых лепестков.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

11. СКАНИРУЮЩИЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ И РЕШЕТКИ С

ОБРАБОТКОЙ СИГНАЛОВ

11.1. Назначение и методы сканирования

Под сканированием в антенной технике понимают процесс перемещения основного лепестка диаграммы направленности в пространстве. Сканирование может осуществляться механическим, электромеханическим и электрическим способами. Первый способ реализуется путем поворота всей антенны. При втором способе осуществляется механическое управление отдельным элементом антенны, в результате чего изменяется положение луча диаграммы направленности всей антенны (например, при смещении облучателя относительно фокуса в параболических антеннах). Оба способа характеризуются значительной инерционностью, поскольку связаны с механическим перемещением всей антенны или ее части. Наибольшим быстродействием отличается третий способ сканирования, при котором антенна остается неподвижной в пространстве, а перемещение луча диаграммы направленности осуществляется за счет изменения амплитудно - фазового распределения в раскрыве антенны электрическим путем. Инерционность электрического способа совершенно не зависит от размеров и массы антенны и определяется только быстродействием электрических цепей, которое на несколько порядков выше, чем в механических системах. Электрическое сканирование осуществляется обычно на основе использования многоэлементных антенных решеток (АР). В простейшем случае, для линейных антенных решеток, положение максимума основного лепестка диаграммы направленности относительно нормали к оси решетки определяется соотношением

Θ_гл  =  arcsin (ψ / kd)  =  агсsin(ψλ/2πd).                              

Из формулы видно, что управлять положением максимума диаграммы направленности электрическим путем можно, изменяя либо сдвиг фаз между токами в соседних излучателях ψ (фазовый способ), либо длину волны λ, (или частоту f) колебаний (частотный способ). Кроме фазового и частотного используется амплитудный способ электрического сканирования, осуществляемый путем изменения амплитуд (коммутации) на входах многолучевой антенной системы. Современные антенны с электрическим сканированием, управляемые быстродействующими ЭВМ, позволяют реализовывать целый ряд преимуществ по сравнению с обычными типами антенн. В радиосвязи электрическое сканирование применяется, например, в спутниковых системах связи и позволяет осуществлять многостационарный доступ к ИСЗ, т.е. использовать один бортовой ретранслятор для нескольких наземных станций, что достигается почти мгновенным переключением максимума диаграммы направленности бортовой антенны с одного направления на другое. Применительно к радиолокационным системам, преимущества электрического сканирования заключаются в возможности непрерывной многофункциональной работы - поиска, захвата и сопровождения многих целей при одновременном обзоре пространства в широком секторе углов. Антенны с электрическим сканированием, обладающие жесткой конструкцией не требующей механических перемещений, позволяют реализовывать большие предельные значения КНД, чем обычные (например, параболические) антенны, поскольку они менее подвержены весовым, ветровым и другим деформациям, возникающим в процессе эксплуатации. Преимуществом антенн с электрическим сканированием является также электрическая стабилизация при работе с подвижных платформ, например, при установке антенн на палубе корабля или борту летательного аппарата. Многоэлементная основа подобных антенн позволяет решать такие важные задачи, как сложение в одном луче мощностей многих передатчиков, более полное извлечение информации из сигналов, принятых отдельными элементами, повышение надежности работы антенн и др. Основными недостатками являются: сложность этих устройств, высокая стоимость и большие затраты на эксплуатацию.

11.2. Фазированные антенные решетки

11.2.1.Требования к шагу решетки

Фазовый способ электрического сканирования реализуется в антеннах, получивших название фазированных антенных решеток (ФАР). Наиболее распространены ФАР на основе линейных и плоских решеток. Возможности линейных ФАР более ограничены, так как сканирование здесь может осуществляться только в одной плоскости, проходящей через ось решетки. Плоские ФАР позволяют сканировать в пространственном секторе углов относительно нормали к плоскости решетки (реально - в секторе углов, не превышающем ± 60°). Однонаправленность излучения достигается применением экранов или элементов с однонаправленным излучением. Кроме линейных и плоских используются также цилиндрические (включая кольцевые и дуговые), конические, сферические и другие типы выпуклых ФАР, позволяющих осуществлять сканирование в более широком секторе углов и обладающих рядом дополнительных преимуществ. Принцип работы ФАР связан с изменением фазы колебаний, подводимых к отдельным излучающим элементам (в передающем режиме) с помощью фазовращателей таким образом, чтобы обеспечить синфазное сложение полей отдельных излучателей в требуемом направлении, т.е. формирование главного максимума диаграммы направленности. Для линейной решетки из элементов, диаграммы направленности которых близка к ненаправленной, вторичные главные максимумы будут отсутствовать, если шаг решетки

D   <   λ / (1 + sinθ_max),                                           

где θ_mах - максимальный угол отклонения луча относительно перпендикуляра к оси решетки. Для плоской решетки с размещением элементов, близких к  ненаправленным,  в узлах прямоугольной или гексагональной сеток  вторичные главные максимумы будут отсутствовать, если шаг решетки удовлетворяет требованиям:

d_x < λ/(l + sinθ_ГЛ);                     d_y < λ / (1 + sinθ_ГЛ);                         

d < 2λ(l+sinθ_гл),                                            

где под θ_ГЛ следует понимать максимальный угол отклонения луча в соответствующей плоскости. Использование ненаправленных элементов имеет смысл при сканировании в широком секторе углов. При ограниченном секторе сканирования в принципе возможно применение направленных излучателей, имеющих диаграмму направленности с шириной по уровню половинной мощности 2θ_0,5 ≈ 2θ_mах. Естественно, что размещение направленных излучателей возможно только при шаге, превышающем d < λ/(1 + sinθ_max). При этом возникают вторичные главные максимумы множителя системы F_c(θ), однако в результирующей диаграмме направленности эти максимумы в значительной степени подавляются за счет направленности излучения одиночного излучателя. Основным преимуществом подобных ФАР является уменьшение числа излучателей при заданных требованиях к ширине диаграммы направленности, определяющих общие размеры раскрыва ФАР, и, главное, уменьшение числа требуемых фазовращателей. Добиться уменьшения числа требуемых фазовращателей можно и при использовании более простых, ненаправленных излучателей, размещаемых с шагом, близким к 0,5λ, если объединять их в группы, управляемые одним фазовращателем. Каждую подрешетку можно рассматривать как направленный элемент решетки. Число излучателей в одной группе выбирается из условия, чтобы диаграмма направленности подрешетки имела ширину 2θ_0,5≈2θ_max. Подобный метод, как и предыдущий, эффективен только при сканировании в узком секторе углов (θ_mах< 20°).

11.2.2. Излучающие элементы фазированных антенных решеток

В качестве излучающих элементов ФАР наиболее широко используются: вибраторы, излучатели в виде открытых концов волноводов, рупоры, спиральные антенны. Находят применение также диэлектрические антенны. Выбор конкретного типа излучателя определяется целым рядом требований, основными из которых являются: заданный частотный диапазон, требования к форме диаграмме направленности одного элемента (определяемые шириной сектора сканирования), поляризационная характеристика, излучаемая мощность, рабочая полоса частот, возможность размещения элементов в узлах прямоугольной или  гексагональной сетки. При широкоугольном сканировании диаграмма направленности отдельного элемента должна быть близка к ненаправленной. Поперечные размеры излучающих элементов для выполнения условий размещения их в узлах решетки не должны превышать λ/2. При линейной поляризации используются симметричные вибраторы и излучатели в виде открытых концов волноводов прямоугольного или круглого сечения. Для решетки с круговой поляризацией находят применение плоские спирали и крестообразные вибраторы.

В случае волноводных излучателей для получения круговой поляризации используются фазирующие секции или специальные системы возбуждения. При малых и средних уровнях мощности применяются антенны в печатном исполнении. При сканировании в ограниченном секторе углов (менее ± 20°) можно использовать направленные излучатели в виде директорных антенн, рупоров, цилиндрических спиралей, диэлектрических антенн.

11.2.3. Схемы возбуждения ФАР

Схема возбуждения ФАР предназначена для подведения энергии, от генератора, к излучателям (в передающем режиме) и подведении энергии, принимаемой отдельными элементами, ко входу приемника (в приемном режиме) и реализации требуемого амплитудного распределения. Используют схемы возбуждения как фидерного (с помощью линий передачи энергии), так и оптического типа, при котором энергия от облучателя до отдельных элементов распространяется в свободном пространстве. Схема питания включает фазовращатели. В схемах фидерного типа деление мощности может осуществляться либо последовательным, либо параллельным способом. При последовательном делении для уменьшения потерь фазовращатели подключаются в тракты, идущие к излучателям (рис.11.1).

 

 

 

Рис. 11.1. Схема последовательного возбуждения

При равноамплитудном возбуждении через тракт каждого излучателя проходит 1/N подводимой мощности, поэтому суммарные потери, вносимые фазовращателями, определяются потерями в одном фазовращателе. Для расширения полосы рабочих частот в общем фидере обычно используется режим бегущей волны, для чего на конце фидера помещается согласованная нагрузка, в которой поглощается 5...10% мощности. Отвод энергии в тракты излучателей осуществляется с помощью элементов связи, индивидуально согласованных с питающим трактом, например, направленных ответвителей 1 (см. рис.11.1), причем коэффициенты связи выбираются из условия реализации требуемого амплитудного распределения. В последовательной схеме электрические пути от входа схемы до излучателей не равны, поэтому начальный фазовый сдвиг (фазовые запаздывания без учета фазовращателей) на входах излучателей линейной ФАР, изображенной на рис.11.1, равен       ψ_нач = nβd, где  β= k(c/V), V - фазовая скорость волны в питающем фидере,        n - номер излучателя.

При изменении частоты различие в длинах путей, проходимых сигналами до каждого излучателя, вносит дополнительные фазовые искажения, для устранения которых в тракты иногда вводятся компенсирующие отрезки (фазовые компенсаторы 2),  обеспечивающие       ψ_нач = 0°. Для устранения  влияния рассогласования излучателей на форму диаграммы направленности отраженные волны поглощают в согласованных нагрузках, подключаемых к направленным ответвителям. В противном случае эти волны отразятся от элементов связи, вновь возвратятся к излучателям и вызовут дополнительное излучением. В противном случае эти волны отразятся от элементов связи, вновь возвратятся к излучателям и вызовут дополнительное излучение. Поскольку отраженные волны каждый раз проходят через фазовращатели, т.е. приобретают дополнительные фазовые сдвиги, то максимум излучения за счет отраженных волн не совпадает с максимумом основной диаграммы направленности, что приводит к ее искажению. Параллельная схема возбуждения фидерного типа реализуется обычно в виде, изображенном на рис.11.2 (схема типа «елочки»).

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 11.2. Схема параллельного возбуждения (типа ёлочка)

 

Равенство путей сигналов от входа схемы до излучателей обеспечивает ψ_нач = 0° и отсутствие фазовых искажений при работе в полосе частот. Суммарные потери в фазовращателях, как и в предыдущей схеме, определяются фактически потерями в одном фазовращателе. В качестве делителей мощности могут быть использованы тройники, направленные ответвители, кольцевые делители на полосковых линиях и др. Подключение согласованных нагрузок к делителям, например, мостового типа позволяет устранять влияние отражений от излучателей на форму диаграммы направленности. Для борьбы с отражениями применяют также циркуляторы или вентили, подключаемые ко входам излучателей. Для плоских ФАР  рассмотренные схемы фидерного типа используются как для возбуждения излучающих элементов одного ряда (этажа), так и подводки энергии к отдельным этажам. В случае большого числа излучателей, когда фидерная схема питания становится весьма сложной, используются схемы возбуждения оптического типа, которые бывают двух видов: проходного и отражательного. В проходной схеме (рис.11.3.а) энергия от облучателя, расположенного на расстоянии l от решетки (l = (0,5...1)L, где L -максимальный поперечный размер ФАР), улавливается приемными элементами  решетки,  проходит через управляемые фазовращатели и переизлучается элементами, расположенными на другой стороне решетки, в требуемом направлении. В схеме отражательного типа (рис.11.3.б) функции приема и излучения выполняют одни и те же элементы, что приводит к уменьшению числа излучателей по сравнению со схемами проходного типа.

Сигнал, излучаемый облучателем и принимаемый элементом решетки, проходит через управляемый фазовращатель, отражается от короткозамыкателя и, пройдя фазовращатель еще раз, излучается элементом решетки. Для уменьшения затенения облучателем угол γ рассчитывается таким образом, чтобы лучи в положении максимального отклонения проходили мимо излучателя.

Рис. 11.3. Схема возбуждения оптического типа (а-проходная схема,

 б-схема отражательного типа)

Амплитудное распределение в схемах оптического типа зависит от формы диаграммы направленности облучателя и геометрии системы. При этом справедливы формулы расчета амплитудного распределения, применяемые в теории зеркальных антенн, в том числе принципы оптимизации облучателей и увеличения коэффициента использования поверхности раскрыва. Отметим, что при обычной форме диаграммы направленности облучателя распределение амплитуды в раскрыве решетки спадает к краям, что приводит к уменьшению КНД. В оптических схемах начальное фазовое распределение имеет нелинейный характер, что затрудняет реализацию схемы управления фазовращателями. Выравнивание начальных фаз возбуждения отдельных элементов может быть осуществлено с помощью специальных линий задержки или фиксированных фазовращателей. Общим недостатком оптических схем является «переливание» части энергии облучателя за пределы решетки, что приводит к снижению коэффициента использования поверхности раскрыва и дополнительному возрастанию боковых лепестков. При сканировании в ограниченном секторе, например в секторе, не превышающем более чем в 10 раз ширину диаграммы направленности, целесообразно использовать так называемые гибридные антенны, представляющие собой сочетание неуправляемой антенны, например зеркального типа, и небольшой ФАР специальной формы, выполняющей функцию облучателя этой системы. Направленность излучения определяется габаритами неуправляемой антенны, т.е. зеркала. Облучающая ФАР может быть построена по схеме фидерного или оптического типа, а неуправляемая антенна - по однозеркальной или двухзеркальной схеме. В процессе сканирования ФАР создает поле, соответствующее полю облучателя, смещённого из фокуса зеркала. Это приводит к повороту диаграммы направленности зеркала в направлении, противоположном смещению. Специальная форма ФАР и зеркал позволяет снижать возникающие фазовые ошибки и тем самым расширять сектор сканирования.

11.2.4. Активные фазированные антенные решетки

Активной фазированной антенной решеткой (АФАР) называют такую многоэлементную антенну, в тракт каждого излучателя которой в зависимости от назначения антенны включен активный элемент: генератор, усилитель, преобразователь или умножитель частоты. Активные элементы располагаются в непосредственной близости от излучателя или встраиваются непосредственно в излучатель. В качестве  колебательной  системы  активного  прибора  возможно  использование излучателя или каких-либо его элементов. В этом случае можно говорить об антенне как об интегральном устройстве. В активном варианте могут быть спроектированы передающие или приемные фазированные антенные решетки, а также переизлучающие системы. Общим преимуществом как передающих, так и приемных АФАР является упрощение схемы разводки высокочастотного сигнала, что уменьшает потери и фазовые ошибки, вносимые высокочастотным трактом. Приемные АФАР имеют меньший уровень шума, чем обычные ФАР. Преимуществом передающих АФАР является отсутствие общего тракта, по которому передается суммарная мощность; сложение мощностей многих передатчиков осуществляется в одном пространственном луче, что снимает проблемы, связанные с возможностью электрического пробоя тракта. Для обеспечения когерентности колебаний во всех передатчиках они должны быть синхронизированы с помощью единого возбудителя. Энергия от возбудителя подводится к модулям АФАР (под модулем понимается излучатель, активный элемент и элементы управления) по схеме фидерного или оптического типа, т.е. принципиально так же, как в обычных ФАР. В случае оптических схем целесообразно использование модулей с преобразованием частоты. В этом случае мощность, «переливающаяся» за края решетки, формирует боковые лепестки на частоте, отличной от рабочей. Управление фазой в передающих АФАР производится фазовращателями, включенными не на выходе, а на входе генератора или в предварительных каскадах усиления, т.е. в местах с малым уровнем мощности. При этом снижаются потери, вносимые фазовращателями. Аналогичным образом в случае приемной АФАР фазовращатели могут быть помещены не на входе приемника, а на выходе высокочастотного усилителя или, что удобнее, - в тракте промежуточной частоты. Применение АФАР позволяет реализовывать распределение амплитуд в элементах антенны изменением мощности отдельных передатчиков (передающая АФАР) или регулированием усиления приемника (приемная АФАР). Конструкция модулей, кроме требуемых электрических характеристик должна обеспечивать хорошую повторяемость, минимальные габаритные размеры и массу, низкую стоимость и др. Этим требованиям в наибольшей степени удовлетворяют модули на основе полосковых линий. Волноводные конструкции модулей применяются лишь на достаточно высоких частотах; использование коаксиальных линий нежелательно из-за сложностей производства.

11.3. Многолучевые антенные решетки

 

Управление положением луча в пространстве, кроме описанных фазового и частотного способов сканирования, может осуществляться с помощью многолучевых антенных решеток, представляющих антенны с несколькими независимыми входами, каждому из которых соответствует своя парциальная диаграмма направленности  (луч).  При  возбуждении  любого входа  в раскрыве решетки формируется равноамплитудное распределение с линейным изменением фазы, причем величина фазового сдвига между соседними излучателями (и соответственно направление максимума диаграммы направленности) зависит от номера входа. Формирование требуемого распределения обеспечивается специальным многополюсником, называемым диаграммообразующей схемой (ДОС) или, по аналогии с матрицами в алгебре, диаграммообразующей матрицей. Обычно ДОС выполняется из реактивных элементов (мостов, направленных ответвителей, фиксированных фазовращателей), но иногда содержит и поглощающие нагрузки, что уменьшает КПД схемы. Управление ДОС осуществляется переключением входов электронным коммутатором (амплитудный способ сканирования). Это значительно проще, чем при других способах сканирования, однако достигается за счет усложнения ДОС, поскольку все необходимые амплитудно-фазовые соотношения, необходимые для формирования требуемых лучей, «запрограммированы» в схеме возбуждения. В многолучевых антеннах возможно также одновременное возбуждение нескольких входов, что соответствует одновременному существованию нескольких лучей в пространстве и существенно расширяет возможности применения подобных антенн, в частности, позволяет многократно использовать антенны, т.е. применять их для одновременной работы нескольких передатчиков (или приемников). На практике применяются обычно диаграммообразующие схемы параллельного и последовательного типов. Параллельная ДОС (схема Батлера), предназначенная для формирования восьми независимых лучей, показана на рис.11.4. Основными элементами схемы являются 3-дБ направленные ответвители 1 (например, мостового типа) и фиксированные фазовращатели 2. Фазовые соотношения на выходе мостов показаны на рис.11.4. Схема имеет восемь входов, причем входы с индексом «л» соответствуют лучам, расположенным слева от нормали к решетке, а с индексом «п» - справа от нормали.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.11.4. Параллельная диаграммообразующая схема (схема Батлера)

 

Последовательная ДОС реализуется на основе взаимно пересекающихся фидерных линий, связанных в местах пересечении с помощью направленных ответвителей (рис.11.5). Фазовые сдвиги между соседними излучателями обеспечиваются наклоном фидеров относительно друг друга. Линии нагружены на концах на согласованные нагрузки, что уменьшает КПД схемы. Недостатком последовательных ДОС является также большое число направленных ответвлений, что приводит к дополнительному увеличению потерь. Рассмотренные схемы построения многолучевых антенных решеток могут быть использованы и в двумерных (плоских) решетках. При этом число элементов схемы питания резко возрастает.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 11.5. Последовательная диаграммообразующая схема

11.4. Антенные решетки с обработкой сигналов

11.4.1. Методы обработки сигналов

В настоящее время улучшение параметров антенных устройств осуществляется двумя путями: усовершенствованием самих антенн и применением специальных методов обработки сигналов. Простейшая обработка - с помощью изменения фазы колебаний в тракте каждого излучателя - используется в ФАР. Более сложные методы обработки сигналов позволяют создавать другие устройства, в том числе с большой разрешающей способностью (при сравнительно малом числе элементов решетки) с подавлением боковых лепестков, со сканированием диаграммы направленности без использования фазовращателей и т.д. В общем случае антенны с обработкой сигналов представляют собой невзаимные устройства. Рассмотрим кратко некоторые методы обработки сигналов.

Антенны с нелинейной обработкой сигналов. Классическим примером подобных антенн является антенна с незаполненным раскрывом (крест Миллса). Эта антенна представляет собой две взаимно перпендикулярные линейные решетки из N излучателей каждая (рис.11.6).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 11.6. Крест Миллса

 

Обозначим характеристику направленности каждой из решеток, параллельной осям х и у, через f_x и f_y соответственно. На рис.11.6 показаны главные лепестки каждой из диаграмм направленности (для простоты поперечного сечения диаграмма направленности    изображена в виде конуса).

Если сигналы, принимаемые обеими решетками, перемножить, то получим сигнал f_xf_y. Диаграмма направленности, соответствующая этому сигналу на рис.11.6, отмечена цифрой 1. Перемножение сигналов может быть осуществлено сначала путем сложения сигналов и возведением этой суммы в квадрат, что соответствует характеристике направленности по мощности  P₊~(f_x+f_y)². Затем сигналы вычитаются и вычисляется соответствующая характеристика направленности по мощности P_-~(f_x-f_y)². Разность этих двух характеристик направленности пропорциональна f_xf_y, поскольку

 Р₊ - P_- ~   (f_x + f_y)² - (f_x - f_y)² = 4f_xf_y

Такое же выражение было получено для характеристики направленности плоской решетки, размеры которой равняются линейным размерам решеток, образующих крест Миллса. Таким образом, разрешающая способность этих двух систем одинакова, однако в случае креста Миллса число элементов в N/2 раз меньше, чем у плоского раскрыва. Разумеется, коэффициент усиления креста Миллса гораздо меньше, так как узкая диаграмма направленности здесь достигается за счет подавления сигналов, принимаемых из областей вне пересечения диаграмм f_x и f_y.

Антенны с логической обработкой сигналов. Обработка сигналов осуществляется с помощью логических устройств типа «да-нет», «больше -меньше» и др. Применение этих операций позволяет, например, подавлять боковые лепестки. Схема подобной антенны изображена на рис.11.7.а. Сигналы, принятые направленной и ненаправленной антеннами, подаются на схему сравнения и далее через диод - на нагрузку. Ток через диод протекает, если напряжение на выходе направленной антенны U_нanp превышает напряжение на выходе ненаправленной антенны U_нeнanp. Зависимость результирующего сигнала от угла θ показана на рис. 11.7.б.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 11.7. Антенны с логической  обработкой сигнала

 

Подобная обработка подавляет сигналы, принимаемые вне области главного лепестка, однако выигрыша в коэффициенте усиления, естественно, не получается.

Самофазирующиеся антенны. Рассмотрим сначала антенны для приемного режима. Синфазное сложение сигналов, принятых отдельными элементами, осуществляется независимо от направления прихода облучающей волны за счет независимой фазировки сигналов в тракте каждого элемента. Сигнал с выхода n - го элемента с фазой (ω_сt + ψ_n) проходит через управляемый фазовращатель, часть сигнала подается на вход фазового детектора (фаза ψ_n зависит от направления прихода волны и расположения элемента). На этот же детектор подается сигнал опорного генератора с фазой (ω_ct+ψ_n).

Фазовый детектор вырабатывает разностный сигнал с фазой                            [(ω_r - ω_c)t - ψ_n + ψ]. Если ω_r = ω_с, то фазовращатель, управляемый разностным сигналом, отрабатывает фазу (ψ_n + ψ). В результате на сумматор от каждого элемента после фазовращателя попадают сигналы, имеющие одинаковую фазу, равную ψ, т.е. сигналы складываются синфазно независимо от прихода волны и типа решетки (плоской, сферической, конформной и т.д.). Для обеспечения равенства частот ω_r и ω_с иногда опорную частоту вводят от отдельного элемента, т.е. выравнивают фазы всех сигналов относительно фазы сигнала, принятого опорным элементом. Поскольку синфазность имеет место только для полезных сигналов, а шумы некоррелированы, то в самофазирующихся антеннах на выходе сумматора отношение сигнал-шум в  раз больше, чем на входе каждого элемента (где N - общее число элементов). Принцип независимой фазировки каждого элемента по опорному сигналу позволяет реализовывать огромные значения КНД, недостижимые для обычных больших антенн из-за различных случайных факторов, а также из-за атмосферных неоднородностей, искажающих волновой фронт приходящей волны. Самофазирующиеся антенны могут быть сконструированы и для передающего режима, однако в этом случае требуется зондирующий сигнал извне, указывающий необходимое направление излучения. Приемно-передающие самофазирующиеся решетки (или переизлучающие решетки) осуществляют переизлучение принятого сигнала в обратном направлении. Простейшей  пассивной переизлучающей решеткой является решетка Ван-Атта, представляющая систему излучателей, связанных между собой попарно отрезками фидерных линий одинаковой длины. Схема линейной решетки Ван-Атта приведена на рис.11.8.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 11.8. Линейная решетка Ван-Атта

 

 Основное требование к переизлучающим решеткам - получение для отраженного сигнала комплексно-сопряженного (по сравнению с фазами принятых сигналов) фазового распределения (принцип сопряженности фаз). Рассмотрим фазовые соотношения в решетке Ван-Атта. Как видно из рис.11.8, фаза сигналов, принятых элементом решетки, запаздывает по линейному закону с возрастанием номера элемента. Эти сигналы проходят по соединительным трактам равной длины (l) и излучаются, причем фазы излучаемых сигналов теперь запаздывают в направлении к началу решетки. Учитывая равенство расстояний 1^l1+l+66^l = 2^l2+l+55^l = 3^l3+l+44^l, видим, что фронт переизлученного сигнала совпадает с фронтом падающей волны. Это обеспечивает совпадение направления максимума диаграммы направленности переотражен­ного сигнала с направлением прихода облучающей   волны.  Активные  решетки  Ван-Атта  могут  быть построены с использованием взаимных усилителей или односторонних усилителей в каждом тракте. В переизлучающих решетках можно также осуществлять модуляцию переотраженного сигнала: амплитудную - с помощью управляемых фазовращателей, включенных в соединительные тракты, фазовую или частотную - в схемах с преобразованием частоты. С помощью решеток Ван-Атта могут быть построены линии связи между двумя наземными пунктами через спутник связи, на борту которого размещаются переизлучающая решетка и отдельно вынесенная антенна с широкой диаграммой направленности. Спутник облучается немодулированным пилот-сигналом 1 с приемного пункта А. Кроме того, на спутник направлена антенна передающей станции В, излучающая сигнал 2, несущий полезную информацию. Этот, сигнал принимается вынесенной антенной и поступает в схему, осуществляющую модуляцию сигнала 3, переотраженного решеткой Ван-Атта в направлении пункта А. При этом можно реализовать высокую направленность переизлучающей решетки, так как здесь отсутствуют обычные ограничения, связанные с необходимостью стабилизации спутника с высокой степенью точности.

Антенны с искусственным раскрывом. Подобные антенны (называемые также антеннами с синтезированным раскрывом) наиболее перспективны для движущихся объектов (самолетов, спутников и т.д.), на которых невозможно размещение антенн больших размеров. Специальная обработка сигналов заключается в излучении бортовой антенной последовательности импульсов в определенных точках траектории полета, приеме отраженных сигналов, их фиксации в запоминающем устройстве и последующем сложении. При подобной последовательной обработке информации, принятой реальной бортовой антенной сравнительно небольших размеров, получается такой же эффект, как при одновременной обработке сигналов, принятых большой антенной с линейными размерами порядка сотен и более метров. Отметим, что при большой скорости перемещения объекта точки съема информации располагаются на большом расстоянии друг от друга. Это приводит к появлению вторичных главных максимумов. Для их устранения может быть использовано неэквидистантное расположение указанных точек. Размеры искусственного раскрыва ограничены ввиду сложностей когерентного накопления сигналов в течение длительного времени.

11.4.2. Адаптивные антенные решетки

Адаптивные антенные решетки используются, главным образом, в приемном режиме и осуществляют автоматическое подавление помех, создаваемых сигналами, в частности шумовыми помехами, приходящими с неизвестных заранее направлений. Подавление помех обеспечивается за счет формирования нулей диаграммы направленности в направлении их прихода. Основой адаптивной антенной решетки является антенная решетка. Сигналы, принятые каждым элементом, умножаются на соответствующие  весовые  коэффициенты (формируемые усилителями) и затем складываются. Весовые коэффициенты вырабатываются схемой в зависимости от выбранного критерия оптимальности. В качестве подобных критериев используются: минимум среднеквадратичной ошибки принятого сигнала по сравнению с опорным сигналом (система обработки должна иметь копию полезного сигнала, подобная ситуация характерна для систем связи); максимум отношения сигнал-шум, где под шумом понимаются внутренние шумы и внешние помехи (должно быть известно направление прихода полезного сигнала, подобная ситуация характерна для радиолокационной станции). Существуют и другие критерии, например адаптация по обобщенному отношению сигнал шум. Весовые коэффициенты представляют в общем случае комплексные числа. Для их реализации используется обычно разделение сигнала, принятого каждым элементом, на две составляющие и введение для одной из них фазовой задержки на 90° (т.е. разделение сигнала на синфазную и квадратурную составляющие). Затем каждая составляющая умножается на свой весовой коэффициент (действительное число), который может быть как положительным, так и отрицательным. Отрицательный весовой коэффициент реализуется изменением фазы колебаний на 180°, например, путем подключения отрезка фидера длиной λ_В/2. Рассмотрим адаптивную антенную решетку, осуществляющую адаптацию по критерию среднеквадратичной ошибки. Общая схема антенны показана на рис.11.9.

 

 

 

 

Рис.11.9. Адаптивная антенная решётка, работающая по критерию среднеквадратичной ошибки

Сигнал от каждого элемента разделяется на синфазную и квадратурную составляющие и проходит через усилители с регулируемым коэффициентом усиления W_i. Затем все сигналы суммируются, образуя выходной сигнал S(t). Далее S(t) сравнивается с опорным сигналом R(t), и разностный сигнал (или сигнал ошибки) подается на вход адаптивного процессора, регулирующего весовые коэффициенты W_i. Любой принятый сигнал, не представленный в составе R(t), воспринимается как сигнал ошибки, и система обратной связи регулирует весовые коэффициенты так, чтобы устранить его из выходного сигнала. В результате по направлению прихода данного сигнала устанавливается нуль (или минимум) диаграммы направленности. При этом выходной сигнал S(t) приближается, насколько возможно по среднеквадратичному критерию, к опорному сигналу R(t). Следовательно, с помощью R(t) можно различать полезные и мешающие сигналы. Разумеется, что опорный сигнал R(t) никогда не может быть точно равен полезному сигналу (в противном случае ни антенна, ни сама система связи была бы не нужна). Однако доказано, что для достижения хороших результатов   надо,  чтобы R(t) был коррелирован с полезным сигналом и некоррелирован с помехой. Так, при амплитудно-модулированном полезном сигнале достаточно, чтобы R(t) соответствовал несущей частоте полезного сигнала. В общем случае качество адаптации тем лучше, чем больше имеется априорных сведений о входных сигналах. Поэтому следует использовать любые различия между полезным сигналом и возможными помехами: по спектральным характеристикам, направлению прихода, амплитуде, виду модуляции, поляризации. Подобные характеристики либо бывают известными  заранее,  либо  позже.

 

 

 

 

 

12. АПЕРТУРНЫЕ АНТЕННЫ

12. 1. Рупорные антенны

12. 1. 1. Антенны в виде открытого конца волновода

В качестве слабонаправленных антенн УКВ широко используются антенны в виде открытого конца волноводов прямоугольного или круглого сечений. Электромагнитная волна, распространяющаяся по волноводу, дойдя до его открытого конца, частично излучается и частично отражается. Физическими источниками излучения являются электрические токи, возбуждаемые главным образом, на внутренних стенках волновода.

В инженерном решении приближенно полагают, что структура электромагнитного поля в плоскости открытого конца волновода такая же, как в поперечном сечении бесконечно длинного волновода, т. е. пренебрегают волнами высших типов, излучением токов, затекающих на наружные поверхности стенок волноводов, и не учитывают волны, отраженные от открытого конца волновода. В случае волновода прямоугольного сечения (рис.12.1), возбуждаемого основной волной Н₁₀, на его открытом конце существуют взаимно перпендикулярные тангенциальные составляющие поля Е_y и H_х, зависимость которых от координат известна.

Рис.12.1.Открытый конец прямоугольного волновода

 

Таким образом, характеристику направленности открытого конца волновода прямоугольного сечения в плоскости Е, параллельной размеру b поперечного сечения, можно представить в виде произведения множителя системы плоского   раскрыва на характеристику направленности элемента Гюйгенса в этой плоскости.

В плоскости Н характеристика направленности открытого конца волновода прямоугольного сечения представляет собой произведение множителя системы синфазного раскрыва с косинусоидальным распределением амплитуды возбуждающего поля на характеристику направленности элемента Гюйгенса в плоскости Н.

Поскольку поперечные размеры прямоугольного волновода а и b невелики и соизмеримы с длиной волны λ (обычно для стандартных волноводов  а = 0,7λ , b = 0,35λ) и поверхностные токи затекают на внешние стенки волновода, то диаграмма направленности антенны в виде открытого конца волновода имеет один широкий лепесток, т.е. антенна является слабонаправленной.

Следует отметить, что точность расчетов по апертурным формулам является удовлетворительной только в переднем полупространстве.

Характеристики направленности открытого конца волновода круглого сечения радиусом а в плоскостях Е и Н можно рассчитать по приближенным формулам, полученным при тех же допущениях, что и для прямоугольного волновода. При этом множитель системы выражается цилиндрическими функциями.

Антенны в виде открытого конца волновода применяются в сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн в тех случаях, когда требуется широкая диаграмма направленности. Их часто используют в качестве облучателей зеркальных антенн.

Антенна в виде открытого конца волновода оказывается плохо согласованной со свободным пространством из-за резкого изменения условий распространения при переходе от волновода к свободному пространству. Коэффициент отражения от открытого конца прямоугольного волновода достигает значения 0,25...0,3, коэффициент отражения от открытого конца круглого волновода несколько меньше и составляет 0,1...0,25.

Применяя подстроечные элементы, можно значительно снизить коэффициент отражения от открытого конца волновода.

12.1.2. Принцип действия, основные свойства рупорных антенн

 

Концентрация излучения в пределах более узкого телесного угла достигается увеличением размеров синфазно возбужденной поверхности. Если размеры сечения волновода выбираются таким образом, чтобы обеспечить формирование необходимой структуры поля, то, плавно увеличивая сечение волновода, эту структуру можно сохранить, а размеры излучаемой поверхности увеличить. В месте перехода от волновода к рупору возникают высшие типы волн, но при достаточно плавном расширении волновода (малый угол раствора рупора) интенсивность этих волн невелика. Существуют различные типы   рупоров.   Рупор, образованный увеличением размера а  волновода, параллельного  вектору Н, называется  секториальным Н-плоскостным      (рис. 12.2.а). Рупор, образованный увеличением размера b волновода, параллельного вектору Е, называется секториальным Е-плоскостным (рис. 12.2.б). Рупор, образованный   одновременным   увеличением   размеров   a  u  b   поперечного сечения волновода, называется пирамидальным (см. рис. 12.2.в,г), а увеличением поперечного сечения круглого волновода – коническим            (рис. 12.2.е). При плавном переходе от волновода к рупору структура поля в последнем напоминает структуру поля в волноводе. Векторы электромагнитного поля при переходе из волновода в рупор несколько изменяют свою форму, чтобы обеспечить выполнение граничных условий на стенках рупора.

 

 

 

Рис. 12.2. Типы рупорных антенн

 

Направленные свойства рупорной антенны приближенно можно анализировать, как и в случае открытого конца волновода, пользуясь принципом эквивалентности. На излучающей поверхности рупора действуют две взаимно перпендикулярные тангенциальные составляющие поля Е_у и Н_х (прямоугольный раскрыв), амплитуды которых не зависят от координаты у, а вдоль координаты х они изменяются по закону косинуса.

Однако в отличие от поверхности открытого конца волновода плоская излучающая поверхность рупора не может быть синфазной, так как в раскрыве рупора имеются фазовые искажения (рис. 12.3).

 

                           Рис. 12.3.Фронт волны в  Н-плоскостном рупоре

 

 

В раскрыве рупорной антенны имеется примерно квадратичное фазовое распределение    .

 Максимальный сдвиг фаз на краях раскрыва (х = ±а_р/2), ψ_mах = πа_p²/(4λL_H). При достаточно больших значениях ψ_mах (90°) диаграмма направленности рупорной антенны заметно отличается от диаграммы направленности синфазной излучающей поверхности. При этом симметрия диаграммы направленности относительно нормали к возбужденной поверхности сохраняется.

Путем аналогичных рассуждений получаем максимальный сдвиг фаз на краях Е-плоскостного рупора ψ_mах = πb²_р/(4λL_E), где L_E – длина  E-плоскостного рупора.

Максимальный   сдвиг  фаз   на  краю раскрыва конического рупора (радиус раскрыва а_р, длина рупора L) ψ_mах =π/(λL).

Поскольку в рупорной антенне практически невозможно добиться полной синфазности излучающей поверхности, то обычно, задаваясь некоторым допустимым сдвигом фаз, выбирают размеры раскрыва рупора и его длину.

Этот сдвиг должен быть таким, чтобы диаграмма направленности рупорной антенны мало отличалась от диаграммы направленности синфазной излучающей поверхности, размеры которой равны размерам раскрыва рупора.

Допустимый максимальный сдвиг фаз определяется условием получения максимального КНД при заданной относительной длине L/λ рупора. С увеличением относительных размеров раскрыва рупора (а_р/λ или    b_р/λ) при неизменной длине его диаграмма направленности  сначала становится уже и КНД растет, так как увеличиваются размеры излучающей поверхности, которая практически остается синфазной (сдвиг фаз ψ_тах мал). При дальнейшем увеличении размеров заметно растут фазовые искажения, вследствие чего диаграмма направленности начинает расширяться и КНД уменьшается. На рис. 12.4 по оси ординат отложено произведение КНД Е-плоскостного рупора на отношение λ/а.

Рис. 12.4.Зависимость КНД от длины и величины раскрыва рупора

 

Аналогичные кривые существуют и для H-плоскостных рупоров. При заданном отношении L/λ имеется определенное оптимальное значение а_р/λ или b_р/λ, при котором КНД антенны - максимально возможный. Оптимальному значению а_р/λ или b_р/λ соответствует допустимый сдвиг фаз. Рупор, размеры которого подобраны так, чтобы при заданной длине L/λ получить максимальный КНД, называется оптимальным.

Из формул для ψ_max видно, что для того, чтобы при увеличении размеров раскрыва рупора максимальный сдвиг фаз не изменялся, оставаясь равным допустимому, т.е. КНД возрастал, относительная длина рупора L/λ должна увеличиваться пропорционально квадрату относительных размеров раскрыва рупора.

Анализ кривых, приведенных на рис.12.4, показывает, что в случае     Е-плоскостного рупора максимальный КНД получается при выполнении  равенства , тогда допустимый  максимальный сдвиг фаз   для    Е - плоскостного   рупора  .

Рассмотрев   аналогичные   кривые   D_Hb /λ = f(L_H /λ,,   можно найти допустимый сдвиг фаз  и оптимальную длину  Н-плоскостного рупора  .

Увеличение допустимого сдвига фаз в случае Н - плоскостного рупора по сравнению с E-плоскостным объясняется спаданием амплитуды возбуждающего поля к краям раскрыва этого рупора в плоскости Н.

Коэффициент направленного действия оптимального Е- или Н- плоскостного рупора может быть рассчитан по формуле D=v_a4πS/λ²,  причем  коэффициент использования поверхности раскрыва рупора с учетом несинфазности и неравномерности возбуждения составляет 0,64      (у пирамидального рупора v_a = 0,52).

Е - плоскостной рупор сужает диаграмму направленности  в плоскости Е, а Н - плоскостной рупор - в плоскости Н.

Для получения плоского фронта волны в раскрыве рупоров устанавливаются линзы (замедляющие и ускоряющие). Замедляющие линзы изготавливаются из диэлектрика или металлодиэлектрика). Освещенная поверхность (со стороны питающего волновода) линз имеет гиперболическую форму. Ускоряющие линзы выполняются из металлических пластин между которыми распространяется волна Н₁₀. Освещенная поверхность линз имеет эллипсоидальную форму.

В настоящее время находят применение рупоры, у которых сдвиги фаз поля в раскрыве значительно превосходят максимально допустимые. При больших по сравнению с λ раскрывах а_р и b_р и больших углах растворов рупора γ_o диаграмма направленности  становится по форме близкой к столообразной. Такие расфазированные рупоры обладают более широким рабочим диапазоном, чем синфазные рупоры. Их диаграммы направленности при        ψ_max > 1,5π сравнительно мало зависят от частоты.

12.1.3. Рупорные антенны с круговой поляризацией и с квадратным раскрывом

Для получения круговой (или близкой к ней) поляризации, излучаемого рупором поля, применяются фазирующие секции, устанавливаемые в волноводе, питающем рупор. В фазирующей секции происходит разложение вектора линейно поляризованного электромагнитного поля на две взаимно перпендикулярные составляющие, лежащие в плоскости, перпендикулярной направлению распространения волны, и обеспечение между ними на выходе секции сдвига фаз в 90⁰.

Существуют различные фазирующие секции. В качестве фазирующей секции можно, например, использовать отрезок волновода с квадратным поперечным сечением, возбуждаемый прямоугольным волноводом с волной  H₁₀.

Возбуждающий волновод соединяется с фазирующей секцией плавным пирамидальным переходом. Поперечные сечения возбуждающего волновода и фазирующей секции повернуты относительно друг друга на 45° (рис.12.5). В результате вектор Е поля в фазирующей секции будет иметь составляющие Е_х и Е_у, параллельные взаимно перпендикулярным стенкам. Таким образом, поле в секции можно рассматривать как суперпозицию волн Н₁₀  и  H₀₁.

 

Рис. 12.5.Фазовращатель ( 1-фазирующая секция; 2-диэлектрическая пластина;

 3-плоскость поперечного сечения фазирующей секции; 4-плоскость поперечного сечения волновода)

 

Для создания необходимого сдвига фаз между составляющими Е_х и Е_у в фазирующую секцию (1) устанавливают тонкую диэлектрическую пластинку (2), причем так, чтобы большой размер ее поперечного сечения был параллелен либо составляющей Е_х, либо Е_у. Такая пластинка влияет, в основном, на фазовую скорость той волны, линии вектора Е которой параллельны поверхности пластины. Толщина пластинки выбирается достаточно малой по сравнению с рабочей длиной волны. Тем самым она не оказывает заметного влияния на фазовую скорость волны, вектор Е которой перпендикулярен поверхности пластины.

При квадратном раскрыве пирамидального рупора ширина главного лепестка диаграммы направленности в двух взаимно перпендикулярных плоскостях получается неодинаковой из-за различных амплитудных распределений возбуждающего поля в Е- и Н-плоскостях. В H-плоскости ширина главного лепестка по нулевому излучению примерно в 1,5 раза шире, чем в E-плоскости. Между тем в ряде случаев желательно иметь одинаковые  диаграммы направленности в обеих плоскостях. Это особенно важно при круговой поля­ризации излучаемого поля.

Один из способов получения одинаковых диаграмм направленности состоит в том, что в квадратном раскрыве устанавливаются металлические ребра высотой Δ на расстоянии с < λ/2 друг от друга (рис. 12.6). Если вектор Е направлен вдоль оси x, то такая волна не может распространяться между пластинами, параллельными оси x, из-за того, что размер с < λ/2. Для нее размер раскрыва а_р как бы уменьшается и становится равным а – 2Δ. Если   Δ= 0,17/а_р, то размер  апертуры  ,  параллельный оси х, в 1,5 раза будет меньше размера b_р, параллельного оси у.

 

 

Рис. 12.6. Рупор с квадратным раскрывом и

одинаковыми диаграммами направленности

 

 Так как на составляющую Е_y данные ребра не воздействуют, то диаграммы направленности для обеих поляризаций поля в плоскости xoz будут примерно одинаковы. Аналогичным образом (с помощью ребер, прикрепленных к другим стенкам рупора) можно выровнять диаграмму направленности в плоскости yoz.

Можно реализовать свойства фазирующей секции и без размещения диэлектрической пластины. Для этого вместо волноводной секции квадратного сечения следует взять волновод, несколько отличающийся от квадратного сечения.

Сдвиг фаз в 90° обеспечивается соотношением размеров поперечного сечения а, b и  длины  l  такого  волновода  за  счет различия  коэффициентов

фазы       ;                   

где     длины волн в волноводе.

12.2. Зеркальные параболические антенны

Зеркальная осесимметричная параболическая антенна состоит из отражающей поверхности, выполненной в виде параболоида вращения, и небольшой слабонаправленной антенны - облучателя, установленной в фокусе параболоида, и облучающей внутреннюю поверхность последнего. На базе такой классической зеркальной антенны разработаны различные модификации, многообразие которых приводит к целесообразности сгруппировать их, т.е. привести классификацию по основным отличительным признакам. Так, по числу отражающих зеркал различают одно- и многозеркальные антенны. Последние, как правило, содержат два зеркала. Часто эту группу называют двухзеркальными антеннами.

По взаимной ориентации зеркал и облучателей антенны могут быть симметричными и осенесимметричными. В симметричных антеннах отражающее зеркало обладает осевой симметрией и поле, отраженное от вершины такого зеркала, попадает в облучатель. Если не принять специальных мер, то согласование антенны будет невысоким. В осенесимметричных схемах антенн волны, отраженные от зеркала, проходят мимо облучателя. Такие схемы называют еще антеннами с вынесенным облучателем (офсетными антеннами). Их отличает высокое согласование с трактом питания, но в то же время они обладают повышенным уровнем кроссполяризации, что при одновременной работе на ортогональных поляризациях является источником дополнительных помех.

По числу основных лучей, создаваемых зеркальной антенной, различают одно- и многолучевые антенны. Число лучей определяется числом облучателей. Многолучевые антенны могут создаваться как в симметричном, так и в осенесимметричном варианте. По типу кривизны основного зеркала используются параболические и сферические отражающие зеркала, зеркала с классическим и модифицированным профилями, обеспечивающими высокий результирующий коэффициент использования поверхности раскрыва в условиях компромисса между апертурным коэффициентом использования поверхности раскрыва и потерями за счет «перелива» энергии за края зеркала. Это так называемые оптимизированные антенны.

При фиксированном положении отражающего зеркала направление максимального излучения (приема) может быть либо фиксированным, либо антенна может работать в режиме сканирования. Особое место занимают зеркальные антенны с пониженным уровнем боковых лепестков.

 

8.2.1.Геометрические  свойства и  принцип действия

параболической антенны

В прямоугольной системе координат (начало в вершине параболоида) параболическая поверхность (рис.12.7) описывается уравнением  х² + у² = 4f₀z,  где  f₀ - фокусное расстояние.

В сферической системе координат (начало в фокусе) эта поверхность описывается уравнением r'=2f₀/(1+ cosγ), где r' - расстояние от фокуса до любой точки на внутренней поверхности параболоида; γ - угол между направлением на данную точку и фокальной осью зеркала (полярный угол).

В случае параболоида вращения (рис.12.7) плоскость раскрыва (плоскость, проходящая через крайние точки поверхности зеркала и перпендикулярная его фокальной оси) имеет круглую форму; радиус этой плоскости называется радиусом раскрыва зеркала (R₀).  Радиус раскрыва и угол раскрыва зеркала (угол γ₀ между фокальной осью и прямой, проведенной из фокуса к кромке параболоида) связаны соотношением R₀=2f₀tg(γ_o/2).

 

Рис. 12.7. К принципу работы параболической антенны

Форма   зеркала          характеризуется отношением R₀/2f₀ или углом раскрыва γ₀. Зеркало называется длиннофокусным (мелким), если R₀/2f₀<1 либо 2γ₀ < π или короткофокусным (глубоким), если R₀/2f₀ > 1 либо 2γ₀ > π.

Принцип действия зеркальной антенны следующий. При падении, излучаемой облучателем, электромагнитной волны на зеркало на последнем возникают электрические поверхностные токи (вторичные источники электромагнитного поля). Эти токи существуют не только на внутренней, обращенной к облучателю поверхности зеркала, но также из-за явления дифракции электромагнитных волн и на его внешней поверхности. Электромагнитное поле, создаваемое зеркальной антенной в любой точке окружающего  пространства, есть результат сложения (интерференции)  полей: вторичного,  создаваемого поверхностными  токами,  и  первичного,  создаваемого  облучателем.

Рассмотрим сечение параболоида в плоскости xoz (рис. 12.8).

Образованная  этим сечением парабола обладает тем свойством, что расстояния от ее фокуса F до любой точки, лежащей на линии MN, перпендикулярной  оси параболы и параллельной ее директрисе, по ломаным путям, (FP₁M₁, FP₂M₂ и др.) одинаковы. Следовательно, получается плоский фронт волны.

Установленный в точке F облучатель излучает волны, близкие к сферическим. При этом расходящиеся лучи совпадают с линиями FP₁, FP₂ и т.д. Если бы длина волны первичного источника была бесконечно мала, то лучи, падающие на внутреннюю поверхность параболоида, отражались бы от нее по законам геометрической оптики. При этом, вследствие параболической формы зеркала, все отраженные лучи были бы параллельны оси z и, таким образом, сферическая волна преобразовывалась бы параболоидом в плоскую.

 

Рис. 12.8. К получению плоского фронта волны

 

В действительности длина волны облучателя не бесконечно мала, и поэтому отраженные лучи идут не параллельно, а несколько расходятся. Однако расходимостью отраженных от зеркала лучей на небольшом участке пути от зеркала до поверхности раскрыва можно пренебречь, и эту поверхность можно считать синфазно возбужденной.

 

12.2.2. Приближенные методы расчета характеристики направленности зеркальной параболической антенны

Имеется два приближенных метода определения направленных свойств параболической антенны: апертурный и токовый.

Апертурный метод состоит в определении электромагнитного поля излучения по известному распределению возбуждающего поля на поверхности зеркала - на основе принципа эквивалентности. Пренебрегая влиянием ряда факторов, считают, что излучающей поверхностью зеркала является только поверхность его раскрыва.

Амплитудное распределение в раскрыве зеркала и следовательно диаграмма направленности антенны определяются диаграммой направленности облучателя и формой зеркала (отношением R₀/f₀). При расчете амплитудного распределения полагают, что зеркало относительно облучателя находится в дальней зоне. Это допустимо, так как обычно расстояние от фокуса до поверхности зеркала составляет десятки длин волн. В этом случае относительная амплитуда напряженности поля, создаваемого облучателем в любой точке поверхности зеркала (рис.12.9.а), могла быть найдена из следующих соображений. Поле облучателя, являясь обычно сферической волной, убывает обратно пропорционально пройденному расстоянию r'. С учетом этого амплитуда напряженности поля в произвольной точке поверхности зеркала E₃/E₀=F₀(γ)f/r'; F₀(γ) -нормированная характеристика направленности облучателя; Е₀ - амплитуда напряженности поля у вершины зеркала. Пренебрегая ослаблением поля при его распространении до плоского раскрыва зеркала, принимаем, что амплитуда напряженности поля  в произвольной   точке   раскрыва   E_S  =  Е₃.   В   нормированном   представлении

    .

Отношение Е_S/Е₀ - амплитудное распределение поля в апертуре - удобно изображать в виде графика и рассматривать как функцию относительного переменного радиуса раскрыва ρ/R₀ (рис. 12.9.б). Отметим, что представление амплитудного распределения в виде точной аналитической функции f₁(ρ/R₀) либо невозможно, либо приводит к громоздким вычислениям при расчете характеристики направленности.

В случае осесимметричной диаграммы направленности облучателя хорошие результаты дает аппроксимация функции f₁(ρ/R₀) степенным рядом

                         f(ρ/R₀) =1 + a²(ρ/R₀)² + a⁴(ρ/R₀)⁴ +….

При этом для практических, расчетов можно ограничиться только первыми тремя членами ряда. Характеристика направленности излучающего раскрыва (без учета направленных свойств элемента Гюйгенса) будет иметь вид: 

f(θ)=(1+а₂+а₄)Λ₁(и) - (а₂/2+а₄)Λ₂(и) + (а₄/3)Λ₃(u),   

где и = kR₀ sinθ; Λ₁(u), Λ₂(u), Λ₃(u)-лямбда-функции.

Для, расчета характеристики направленности  необходимо предварительно определить постоянные коэффициенты а₂ и а₄. Для этого по известной диаграммы направленности облучателя строится график амплитудного распределения f₁(ρ/R₀) (см. рис.12.9.б).

 

Рис. 12.9. К получению амплитудного распределения в раскрыве зеркала

 

Аппроксимирование этого амплитудного распределения сводится к такому подбору коэффициентов а₂ и а₄, чтобы аппроксимирующая функция f(ρ/R₀) совпадала с функцией (амплитудного распределения f₁(ρ/R₀) в двух точках, например, при ρ/R₀=1 и ρ/R₀=0,5 (в точке ρ/R₀=0 совпадение функции f₁(ρ/R₀) с функцией (ρ/R₀) выполняется автоматически). Пусть при ρ/R₀=1  f₁(ρ/R₀)=Δ₁   и при ρ/R₀=0,5 f₁(р/R₀) = Δ₂. Тогда получаем

                1 + a₂+а₄=Δ_1;    1 + a₂(0,5)²+а₄(0,5)⁴=Δ₂.      

В результате решения этих уравнений определяются неизвестные коэффициенты а₂ и а₄.

Токовый  метод  определения направленных свойств параболической антенны базируется на известном распределении поверхностных токов на внутренней поверхности зеркала. Полагая, что эти токи существуют только на внутренней поверхности зеркала, можно вектор плотности тока в данной точке поверхности зеркала определить с учетом ориентации векторов Н в падающей и отраженной волнах по формуле J_э = 2[nН₁], где n- единичный вектор внешней нормали к данной точке поверхности зеркала; Н₁ - вектор напряженности магнитного поля, создаваемого падающей волной облучателя в данной точке на поверхности зеркала.

На рис.12.10 изображено распределение поверхностного тока, спроектированное на плоскость хоу. Облучателем является элементарный электрический вибратор (ось вибратора параллельна оси х) с контррефлектором, обеспечивающим однонаправленное излучение в сторону зеркала. Зная закон распределения тока на поверхности зеркала, можно рассчитать характеристику направленности антенны. Для этого необходимо проинтегрировать по всей поверхности зеркала выражение для напряженности поля, которое создает элемент поверхности зеркала, рассматриваемый как элементарный электрический вибратор.

Как видно из рис.12.10, поле в направлении оси z зеркала в случае вертикальной поляризации создается только составляющими вектора J_э, параллельными оси х, которые во всех квадрантах имеют одинаковые направления. Поля Е_х, излучаемые ими в направлении оси z, складываются синфазно, т.е. это направление является направлением максимального излучения. Составляющие плотности поверхностного тока J_эy в различных квадрантах имеют взаимно противоположные направления; поля Е_у, обусловленные ими в направлении оси z, попарно противофазны, следовательно, J_эy не создают излучения в главном направлении. В других (боковых) направлениях из-за появляющейся разности хода между полями от составляющих J_эу тока возникает поле с поляризацией, перпендикулярной по отношению к основной составляющей Е_х.

 

Рис. 12.10. Распределение поверхностного тока

 

Составляющие J_эz также не создают излучения вдоль оси z (вибратор вдоль своей оси не излучает). Составляющие J_эу и J_эz не создают излучения в обеих главных плоскостях (плоскости xoz и yoz). Поляризация излучаемого поля в главных плоскостях является линейной (Е_х). В других плоскостях, проходящих через ось z, имеет место также излучение за счет составляющих J_эу и J_эz, вследствие чего появляется поперечная (относительно основной) поляризация поля. Суммарное поле оказывается эллиптически поляризованным. Поперечная поляризация (кроссполяризация) является паразитной; она несколько уменьшает КНД антенны.  Уровень  кроссполяризации  тем  ниже,  чем   меньше  отношение R₀/f₀, т.е. чем более длиннофокусным является зеркало. Таким образом, токовый метод позволяет учесть поляризационные эффекты в зеркальной антенне.

Расчет характеристики направленности  зеркальной антенны, основанный на приближенном определении токов на ее рабочей поверхности, обеспечивает достаточно точные результаты в пределах главного лепестка и прилегающих к нему одного - трех боковых лепестков.

Оба метода (апертурный и токовый) тем более точны, чем больше относительные размеры зеркала R₀/λ и его радиус кривизны (т.е. чем меньше отношение R₀/f₀).

8.2.3. Коэффициенты  усиления  и  направленного  действия параболической антенны

Как было показано выше, коэффициент усиления G антенны связан с ее коэффициентом направленного действия D и коэффициентом полезного действия η простым соотношением G = Dη.

Коэффициент полезного действия η зеркальной антенны учитывает тепловые потери энергии в облучателе, элементах крепления облучателя, краске, покрывающей внутреннюю поверхность зеркала, и т.д. Обычно принимают η = 1. Поэтому рассмотрим подробно определение значения КНД.

Коэффициент направленного действия зеркальной антенны можно рассчитать по формуле для КНД, заменив в ней апертурный коэффициент использования поверхности раскрыва (ν_a) множителем ν_рез (результирующим или полным коэффициентом использования поверхности раскрыва), учитывающим уменьшение КНД из-за действия ряда факторов: переливания части, излученной облучателем, энергии через края зеркала, вызывающего увеличение уровня боковых лепестков диаграммы направленности  зеркальной антенны в задних квадрантах (дальние боковые лепестки); ошибки в фазовом распределении на раскрыве; затенения части поверхности раскрыва облучателем и элементами его крепления; кроссполяризации излучаемого поля и др. Таким образом, D = v_рез 4πS /λ², где S - πR₀² - площадь раскрыва;               ν_рез = ν_aν₁ν₂ν₃ν₄ν₅... . Здесь  v_а - апертурный коэффициент использования поверхности раскрыва зеркала; ν₁ - множитель, определяемый переливанием части энергии через края зеркала; ν₂ - множитель, определяемый затенением;    v₃ - множитель, определяемый фазовыми ошибками; ν₄ - множитель, учитывающий явление кроссполяризации; ν₅ - множитель, учитывающий дифракцию поля на кромке зеркала.

Множитель ν₁, называемый коэффициентом перехвата, - есть отношение мощности, излученной облучателем и перехватываемой зеркалом, к полной мощности, излученной облучателем, при этом потери в зеркале не учитываются.

Если при заданной форме зеркала (R₀/f₀=const) расширять диаграмму направленности облучателя (кривая 1 на рис.12.11), то амплитудное распределение в раскрыве зеркала становится более равномерным (v_a растет). Однако вместе с тем увеличивается доля энергии, проходящей мимо зеркала, приводящая к росту боковых лепестков (уменьшается v₁). При сужении диаграммы направленности облучателя наоборот: уменьшается v_а и увеличивается v₁. Два противоположно действующих на результирующие значения коэффициента использования поверхности раскрыва и КНД фактора при постоянной величине отношения R₀/f₀ или угла раскрыва зеркала γ₀ и изменяемой ширине диаграммы направленности облучателя определяют условие оптимального облучения зеркала с точки зрения получения максимального КНД. Условие оптимального облучения примерно обеспечивается при Δ_kр = Е_kр/Е₀ =0,316  (-10 дБ), где   Е_кр - напряженность поля на краю зеркала. При этом  v_av₁ = 0,7...0,8.

С точки зрения получения максимального КНД при заданных размерах зеркала идеальной является диаграмма направленности облучателя, изображенная на рис. 12.11 (кривая 2). Она должна быть осесимметричной и имеет два максимума в направлениях на края зеркала. Амплитудное распределение раскрыва зеркала в данном случае получается близким к равномерному (с учетом разных расстояний от фокуса зеркала до его вершины и краев), т.е. v_a = 1; переливание энергии за края зеркала отсутствует (диаграмма направленности имеет бесконечную крутизну ската), таким образом, v₁=1.

Для обеспечения высокого значения v_рез диаграмма направленности облучателя должна иметь форму, по возможности приближающуюся к идеальной (например, кривая 3 на рис. 12.11).

Рис. 12.11. К влиянию диаграммы направленности облучателя на диаграмму направленности антенны

 

Близкие к ней диаграммы направленности можно получить с помощью расфазированных рупоров и их модификаций. Кроме того, надо исключить или уменьшить влияние других факторов, снижающих результирующий коэффициент использования поверхности раскрыва антенны (устранить затенение раскрыва облучателем, снизить кроссполяризацию и т.д.).

Реализация высоких значений ν_рез, а следовательно, КНД антенн не является единственно важной задачей в практическом приложении. В антенных системах ряда радиослужб предъявляются высокие требования к уровню боковых лепестков. Например, в системах спутниковой связи, использующих геостационарную орбиту, от уровня первых боковых лепестков, примыкающих к главному, во многом зависят помехозащищенность и электромагнитная cовместимость, поэтому он должен быть ниже главного минимум на 25...30 дБ.  В  ряде  случаев,  в частности, в радиорелейной связи, важное значение имеет  уровень боковых лепестков в  задних квадрантах в направлениях, близких к 180°. Поэтому коэффициент защитного действия должно составлять не менее (60...70) дБ. Для параболических антенн с углами раскрыва 2γ₀ =120...180° коэффициент защитного действия составляет (50...60) дБ.

8.2.4. Влияние точности выполнения зеркальной антенны на ее направленные свойства

Неточности, неизбежные при создании конструкции антенны (например, при выполнении поверхности зеркала, установке облучателя), вызывают отклонение распределения поля на излучающей поверхности от расчетного и соответствующие искажения диаграммы направленности.

Ошибки в распределении поля по раскрыву зеркала могут быть систематическими и случайными.

К систематическим ошибкам относятся такие, которые можно предусмотреть при полном и точном расчете антенны. Причинами этих ошибок могут быть смещение облучателя из фокуса, затенение раскрыва зеркала облучателем и элементами его крепления и др. Случайные ошибки обусловлены незакономерными и обычно небольшими отклонениями параметров антенны от их расчетных значений. Причинами таких ошибок являются недостаточная точность обработки поверхности зеркала, случайные деформации поверхности антенны вследствие изменения температуры или ветровых нагрузок и др.

Статистический анализ влияния случайных ошибок на направленные свойства зеркальной антенны позволяет сделать следующие выводы:

1.Случайные ошибки в распределении возбуждающего поля в раскрыве антенны увеличивают уровень боковых лепестков и уменьшают КНД.

2.Уровень боковых лепестков параболической антенны пропорционален среднеквадратической фазовой ошибке  Δψ² и  квадрату интервала корреляции, измеренного в длинах волн.

3.Участки   зеркала,   на  которых реальная поверхность отклоняется  от расчетной, должны быть небольшими, т.е. при одном и том же допуске на точность обработки поверхности зеркало с меньшим интервалом корреляции (более шероховатая поверхность) обеспечит более низкий уровень боковых лепестков.

4. При повышении частоты увеличиваются как фазовые ошибки (Δρ2π/λ, где Δρ - неточность изготовления зеркала), так и интервал корреляции, выраженный в длинах волн. Поэтому КНД антенны с неизменной площадью раскрыва увеличивается не пропорционально квадрату частоты, а медленнее. При данной точности выполнения поверхности зеркала и данном интервале корреляции существует предельный КНД, который нельзя превзойти уменьшением λ, или увеличением диаметра зеркала.

5. Характер диаграммы направленности в области боковых лепестков определяется в большей степени точностью изготовления антенны, а не способом ее облучения.

12.2.5. Влияние отражений от зеркала на входное сопротивление антенны (реакция зеркала на облучатель)

Часть, отраженных от зеркала, лучей на пути которых находится облучатель, перехватывается последним (реакция зеркала на облучатель). По отношению к отраженным от зеркала волнам облучатель ведет себя как приемная антенна. В основном, на облучатель воздействуют волны, отраженные вблизи вершины зеркала. Очевидно, что чем больше КНД облучателя, тем большую мощность он перехватывает. Перехваченная мощность создает в линии питания волну, идущую от облучателя к генератору, аналогичную по действию обычной отраженной волне, возникающей в линии вследствие ее рассогласования с нагрузкой. Появление в тракте отраженной от зеркала волны ухудшает согласование антенны, так как эквивалентно изменению входного сопротивления антенны.

Отраженную волну можно скомпенсировать с помощью какого-либо согласующего устройства, устанавливаемого у вершины зеркала (вспомогательное зеркало), либо в питающей линии вблизи облучателя (ферритовый вентиль). Однако действие такого устройства будет эффективным только на фиксированной частоте, поскольку с изменением частоты (из-за изменения разности хода лучей) вновь появится отраженная волна.

Если антенна излучает поле вращающейся поляризации, то реакция зеркала на облучатель будет практически отсутствовать. Дело в том, что при отражении от зеркала, излучаемой облучателем, волны направление вращения плоскости поляризации изменяется на обратное, вследствие чего она не принимается облучателем. Это антенна с поляризационной развязкой.

Удачным  способом устранения реакции зеркала на облучатель в широкой полосе частот является применение невзаимных устройств, например ферритовых вентилей и циркуляторов. Они устанавливаются в волноводном тракте перед облучателем и, внося сравнительно малые потери для прямой волны, на 20...25 дБ ослабляют отраженную волну. Наиболее радикальный способ уменьшения реакции зеркала состоит в выносе облучателя из поля отраженных от зеркала лучей. Для этого облучатель устанавливают в фокусе зеркала (разворачивают) так, чтобы направление  его  максимального   излучения  составило  некоторый  угол   с фокальной осью зеркала (рис. 12.12). При этом облучается только часть зеркала, расположенная выше его оси, и отраженные от нее лучи проходят мимо облучателя. Необлучаемая часть зеркала удаляется (осенесимметричная антенна).

Рис. 12.12.Способ уменьшения реакции зеркала  на облучатель

 

 

12.2.6. Управление диаграммой направленности параболической антенны

Если фазовый центр облучателя сместить из фокуса в направлении, перпендикулярном оси зеркала (рис. 12.13.a), то поверхность раскрыва зеркала перестанет быть синфазной. Лучи 1 и 1’,2 и 2’, отраженные от поверхности зеркала, достигают поверхности раскрыва неодновременно. Можно показать, что при небольшом смещении облучателя Δx и достаточно длиннофокусном зеркале фазовое распределение поверхности раскрыва близко к линейному (3). Поэтому вынос облучателя из фокуса в направлении, перпендикулярном оси зеркала, приводит к повороту диаграммы направленности в сторону, противоположную смещению облучателя. Угол поворота диаграммы направленности θ_mах (рис. 12.13.б) при малых смещениях облучателя примерно равен углу смещения облучателя α₁, определяемому по формуле tgα₁=Δx/f₀. Синфазный фронт волны в раскрыве зеркала поворачивается на угол α₁. С увеличением Δх кроме линейного изменения фазы появляются заметные фазовые ошибки более высоких порядков, из которых наибольшую роль играют кубические (4). Знаки кубического и линейного фазового распределений противоположны (рис. 12.13.а). В этом случае диаграмма направленности поворачивается на угол, меньший, чем α₁, главный лепесток становится несимметричным относительно своего максимума и уровень боковых лепестков со стороны, противоположной смещению диаграммы направленности, возрастает.

Рис. 12.13. К управлению диаграммой направленности

 

Смещение облучателя из фокуса используется в антеннах систем спутниковой связи и в радиолокации для сопровождения цели (ИСЗ, самолет и т.д.). Во избежание значительных искажений диаграммы направленности из-за появления кубической фазовой ошибки угол поворота диаграммы направленности должен быть невелик и обычно не может превышать нескольких значений ширины главного лепестка диаграммы направленности  (по половинной мощности).

При смещении облучателя из фокуса вдоль оси зеркала на поверхности раскрыва возникают квадратичные фазовые искажения, симметричные относительно вершины зеркала, что расширяет главный лепесток и увеличивает уровень боковых лепестков диаграммы направленности. При больших смещениях излучение в главном направлении уменьшается и главный лепесток раздваивается. Чтобы фазовая  ошибка   из-за  смещения  облучателя  не  превышала  допустимого значения π/4, должно выполняться условие        Δz_дoп < λ /[8(1 - cos γ₀)].

12.3. Двухзеркальные антенны

Рассмотренные зеркальные параболические антенны по сравнению с другими типами антенн обладают хорошими электрическими характеристиками, технологичны в изготовлении и имеют сравнительно простую конструкцию. Наряду с этими достоинствами они обладают недостатками, которые в ряде случаев не позволяют удовлетворять комплексу требований, предъявляемых к современным антеннам. Такими недостатками являются: большая длина фидерного тракта от антенны до приемопередающей аппаратуры и его размещение в поле излучения антенны; сложность обеспечения амплитудного распределения поля в раскрыве, близкого к равномерному, с сохранением высокого значения результирующего коэффициента использования поверхности раскрыва (v_peз); неприемлемые в ряде случаев продольные габаритные размеры антенны и др. Поэтому наряду с однозеркальными схемами антенн были разработаны, так называемые, двухзеркальные антенны, в которых перечисленные недостатки проявляются в меньшей степени либо полностью устраняются.

Среди многообразия типов двухзеркальных антенн есть две классические: это двухзеркальные антенны Кассегрена (рис. 12.14.а) и Грегори (рис. 12.14.б).

В этих антеннах используются две отражающие поверхности: основная -большое (обычно параболическое) зеркало и вспомогательная - малое зеркало, выполненное либо в виде части гиперболоида вращения (рис. 12.14.а), либо в виде части эллипсоида вращения (рис. 12.14.б).

 

Рис. 12.14.Двухзеркальные антенны (а - Кассегрена, б - Грегори)

 

Пусть облучатель с фазовым центром, находящимся в точке F₂, излучает в направлении малого зеркала сферическую волну. В каждой точке поверхности зеркала соблюдается правило: угол отражения равен углу падения. При этом вследствие геометрических свойств гиперболы (или эллипса) отражаемая малым зеркалом волна, снова оказываясь сферической, как бы исходит из одной точки - фокуса гиперболы (или эллипса) F₁, совмещенного с фокусом, большого зеркала - параболы. Эта волна трансформируется большим зеркалом в плоскую. Второй  фокус  малого  зеркала F₂  совмещается с фазовым центром облучателя (обычно рупора).

Геометрия двухзеркальной антенны определяется следующими параметрами (рис. 12.15): R₀ и R_м - соответственно радиусы раскрывов большого и малого зеркал, обычно R_м=(0,1...0,2)R₀; 2γ₀ - угол раскрыва большого параболоида; 2α₀ - угол облучения источником (облучателем) краев малого зеркала; f₀ - фокусное расстояние большого зеркала; f_м - фокусное расстояние малого зеркала; 2с - расстояние между фокусами малого зеркала; е - эксцентриситет малого зеркала. Из перечисленных параметров неза­висимыми являются четыре параметра, остальные могут быть определены через них. Обычно в качестве независимых переменных берутся R₀, R_м, γ₀, α₀.

В антенне Кассегрена угол γ₀ может быть больше 90^o . В антенне Грегори угол γ₀ может быть взят лишь меньше 90° (если γ₀>90°, то отраженные от одной половины малого зеркала лучи на пути к большому встретят вторую половину малого зеркала, т.е. будут им затенены). Поэтому антенны Грегори  могут  быть только длиннофокусными.

Для расчета диаграммы направленности двухзеркальной антенны необходимо знать   амплитудное распределение в раскрыве большого зеркала, которое можно найти методом геометрической оптики. Для этого следует заменить двухзеркальную систему эквивалентным параболоидом и найти амплитудное распределение в его раскрыве.

Такой прием позволяет при расчете амплитудного распределения исключить из рассмотрения вспомогательное зеркало. Поверхность эквивалентного параболоида представляет собой геометрическое место точек пересечения лучей, создаваемых облучателем, находящимся в фокусе малого зеркала F₂, с лучами, отраженными от основного зеркала (см. рис. 12.15).

Двухзеркальная антенна по своим электрическим свойствам эквивалентна однозеркальной антенне с параболическим зеркалом с фокусным расстоянием f_э рассчитываемым по формулам, полученным методом геометрической оптики:

 f_э = (е +1)f₀/(е -1)   (вспомогательное   зеркало  - гиперболоид);

  f_э =(е + 1)f₀/(1-е)    (вспомогательное   зеркало -  эллипсоид);

  е - эксцентриситет малого зеркала.

 

Рис. 12.15. Геометрия двухзеркальной антенны

 

Радиус раскрыва эквивалентного  параболоида равен  радиусу  раскрыва большого зеркала  двухзеркальной  антенны  R₀.  Величины   f₀    и   f_э  связаны cоотношением

 

Амплитудные распределения в раскрывах эквивалентного параболоида и основного зеркала одинаковы и рассчитываются также, как в случае однозеркальной антенны. Для получения близкого к равномерному амплитудного распределения (максимального значения коэффициента использования поверхности раскрыва) диаграмма направленности облучателя должна быть похожа на идеализированную диаграмму, изображенную на рис. 12.11 (кривая 2).

Фокусное расстояние эквивалентного параболоида больше фокусного расстояния основного зеркала. Следовательно, при данном облучателе амплитудное распределение в раскрыве двухзеркальной антенны получается более равномерным, чем у однозеркальной антенны с таким же отношением

R₀/f_0.

 

Двухзеркалъная антенна обладает рядом преимуществ по сравнению с однозеркальной. Вспомогательное зеркало облегчает подбор наиболее благоприятного амплитудного распределения в раскрыве параболоида (подробный анализ показывает, что трансформация амплитуд поля источника происходит только на малом зеркале; большое зеркало лишь выравнивает фазовое распределение) и тем самым обеспечивает сравнительно высокое значение результирующего коэффициента использования поверхности раскрыва зеркала. Так как в двухзеркальной антенне облучатель можно расположить близко к основному зеркалу, то упрощается подводка питания к облучателю, укорачивается длина линии питания и облегчается крепление этой линии и облучателя. Укорочение линии питания ведет к уменьшению потерь в ней и снижению шумовой температуры тракта питания, что важно при использовании антенн в спутниковой и космической радиосвязи.

Применяя в двухзеркальной системе поверхности, несколько отличные от правильных параболоидов, эллипсоидов и гиперболоидов (квазипараболические или оптимизированные антенны), можно добиться более равномерного амплитудного распределения поля в раскрыве основного зеркала при меньшем переливании энергии через его края, чем это имеет место в обычной двухзеркальной антенне. Более равномерное амплитудное распределение в раскрыве большого зеркала при большом коэффициенте перехвата (v₁) обеспечивается малым зеркалом благодаря модификации формы его поверхности. При этом модифицированная форма поверхности большого зеркала восстанавливает синфазность возбуждения его раскрыва.

Оптимизация двухзеркальной антенны состоит в подборе профилей зеркал в соответствии с заданной формой диаграммы направленности  облучателя. Основными требованиями, предъявляемыми к форме диаграммы направленности  облучателя оптимизируемой антенны, являются ее осевая симметрия и минимальная утечка энергии вне сектора облучения малого зеркала (крутые скаты диаграммы направленности ).

Антенны Кассегрена маркируются АДГ (антенна двухзеркальная с малым гиперболическим зеркалом), а антенны Грегори - АДЭ (антенна двухзеркальная с малым эллиптическим зеркалом). Цифра следующая за АДГ или АДЭ обозначает диаметр зеркала в метрах.

На рис. 12.16 изображена двухзеркальная симметричная антенна со смещенной фокальной осью (АДЭ) - антенна двухзеркальная со смещенной фокальной осью и с эллиптической образующей малого зеркала, в которой эффект затенения отсутствует. В схеме такой антенны фокальная ось параболы, являющаяся образующей основного зеркала, не совпадает с осью симметрии. Фазовый центр 0 рупора, излучающего сферическую волну, расположен на оси симметрии антенны АА. Фокальная ось ВВ параболы BQ с фокусом в точке F_n смещена параллельно оси АА на расстояние d/2. Симметричная парабола B'Q' с фокусом в точке F'_n также смещена от оси симметрии на d/2. В пространстве фокусы параболы располагаются на фокальном кольце с диаметром d. Фокус параболы F_n и фазовый центр рупора 0 выбираются в качестве фокусов эллипса.

Вращением отрезка этого эллипса вокруг оси симметрии АА образована поверхность малого зеркала. Рассмотрим ход лучей в антенне. Лучи рупора, являющегося источником сферической волны, падая на поверхность малого зеркала, собираются в фокусах F_n и F'_n. Эти точки могут быть представлены как точечные источники (в плоскости рисунка), облучающие параболы BQ и B'Q'.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 12.16. Двухзеркальная антенна со смещённой фокальной осью

 

Следовательно, в раскрыве большого зеркала образуется синфазный волновой фронт с направлением распространения, совпадающим с осью симметрии. Чтобы исключить возврат части лучей в рупор после их отражения от малого зеркала, размер его раскрыва следует ограничить диаметром d. В этом случае параболоид полностью освещается полем, отраженным от малого зеркала, от начального значения угла ψ = 0 ° до предельного угла раскрыва ψ = ψ₀. Данная антенна по сравнению с обычными двухзеркальными антеннами обладает рядом преимуществ:

1)     наличие конического острия на малом зеркале значительно ослабляет реакцию зеркала на облучатель и улучшает согласование антенны;

2)           появляется возможность существенно сократить расстояние между облучателем и малым зеркалом и тем самым уменьшить утечку энергии за это зеркало и упростить его крепление;

3) вследствие того, что лучи, идущие через область центра раскрыва облучателя (которым соответствует наибольшая плотность энергии), переизлучаются малым зеркалом на периферию параболоида, а лучи, отраженные от точек, находящихся вблизи краев вспомогательного зеркала (им соответствует меньшая плотность энергии), попадают на участки поверхности параболоида, близкие к его вершине, обеспечивается большая равномерность амплитудного распределения поля в раскрыве антенны (более высокий апертурный коэффициент использования поверхности).

 

12.4. Облучатели зеркальных антенн

 

В качестве облучателей зеркальных антенн применяют слабонаправленные антенны, обладающие однонаправленным излучением (в сторону зеркала). Фазовый центр облучателя совмещается с фокусом зеркала. Если облучатель не обладает однозначно выраженным фазовым центром, как, например, пирамидальный рупор, то положение такого облучателя относительно фокуса параболического зеркала подбирается экспериментально.

Диаграмма направленности облучателя должна обеспечивать требуемое амплитудное распределение в раскрыве зеркала при малом переливании энергии через края зеркала, по возможности обладать осевой симметрией и минимальным уровнем боковых и задних лепестков.

Диапазонные свойства параболической антенны, в основном, зависят от облучателя и реакции зеркала на облучатель, поэтому от него требуется широкая полоса пропускаемых частот, как по направленным свойствам, так и по согласованию.

Вибраторные облучатели, питаемые с помощью коаксиальных линий, применяют обычно в дециметровом диапазоне и в длинноволновой части сантиметрового диапазона. Для создания однонаправленного излучения используют контррефлекторы в виде пассивных вибраторов или металлических дисков диаметром (0,7...0,8)λ. Фазовый центр облучателя находится между вибратором и контррефлектором. Вибраторы, питаемые с помощью волноводов, - волноводно-вибраторные облучатели (рис. 12.17) - применяют на волнах короче 10 см. В середине выходного отверстия волновода перпендикулярно линиям вектора Е устанавливается тонкая металлическая пластина, к которой крепят два вибратора на расстоянии примерно (0,3...0,25)λ друг от друга. Вибраторы возбуждаются полем, выходящим из открытого конца волновода. Длины вибраторов подбираются так, чтобы второй вибратор играл роль контррефлектора. Фазовый центр располагается между вибраторами (ближе к первому из них).

Вибраторные облучатели целесообразно использовать в случае довольно глубоких параболических зеркал (при 2γ₀ = 120...180°).

Для создания круговой поляризации можно применять спиральный или турникетный облучатель (рис. 12.18). Облучатели этого типа используются также в зеркальных антеннах, если передаваемые поля имеют взаимно перпендикулярную поляризацию. В этом случае один из вибраторов предназначен для передачи, другой - для приема.

На сантиметровых и более коротких волнах широко применяют волноводные (круглые и прямоугольные) и рупорные облучатели (рис. 12.19). Эти облучатели позволяют передавать большую мощность и имеют лучшие диапазонные свойства, чем вибраторные. Рупорный облучатель с фазирующей секцией позволяет получать волну с круговой поляризацией. Облучатели, предназначенные для двухзеркальных неоптимизированных и оптимизированных антенн, должны иметь диаграммы направленности с максимумами в направлении кромки малого зеркала и с небольшой впадиной в направлении его вершины (см. рис. 12.11, кривая 3, а лучше 2). Близкую к такой диаграмме направленности имеют расфазированные рупоры.

Среди различных типов рупорных антенн, позволяющих получать требуемую форму диаграммы направленности облучателя двухзеркальных антенн, назовем расфазированные рупоры, расфазированные рупоры с изломом конической образующей (рис. 12.20), расфазированные рупоры с диэлектрической втулкой (рис. 12.21), рупор с импедансными структурами (рис. 12.22).

 

 

	Рис. 12.18. Турникетный облучатель

Рис. 12.17. Волноводно-вибраторный облучатель

 

 

 

 

 

 

 

 

	Рис12.19. Рупорный и волноводный облучатели

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

12.5. Цилиндро-параболическая антенна

В ряде случаев необходимо в двух главных плоскостях иметь диаграммы направленности, значительно отличающиеся по ширине. При этом пространственная диаграмма направленности будет в форме веера. Для получения веерной диаграммы направленности размеры раскрыва антенны в двух взаимно перпендикулярных плоскостях должны быть различны.

Такую диаграмму легко получить с помощью антенны, состоящей из металлического зеркала, поверхность которого имеет форму параболического цилиндра, и линейного облучателя, расположенного вдоль фокальной оси этого цилиндра (рис. 12.23). Элементы линейного излучателя возбуждаются синфазно. Сечение цилиндра плоскостью yoz представляет параболу, а плоскостью xoz - прямую линию. Длина облучателя равна примерно длине (высоте) цилиндра h.

Рис.12..23. Цилиндро-параболическая антенна

 

Если на поверхность цилиндра  падает волна, то благодаря  геометрическим свойствам параболы эта волна, отражаясь по законам геометрической оптики, трансформируется в плоскости yoz в плоскую. В плоскости xoz цилиндр не обладает трансформирующими свойствами. Поверхность раскрыва цилиндра ABCD имеет форму прямоугольника со сторонами  2R₀=AB   и   h   и   возбуждается   синфазно. Синфазность возбуждения вдоль оси у обеспечивается трансформирующими свойствами параболического цилиндра в плоскости yoz, а вдоль оси х - тем, что все элементы линейного облучателя возбуждаются синфазно и создают вдоль оси облучателя синфазное поле.

В плоскости xoz диаграмма направленности параболического цилиндра (см. рис. 12.23) копирует диаграмму направленности синфазного облучателя. Ее ширина определяется линейным размером облучателя и амплитудным распределением поля вдоль оси х.

Обычно  результирующий  коэффициент использования поверхности раскрыва  параболического цилиндра не превышает 0,5...0,6.

Параболический цилиндр может облучаться с помощью синфазной многощелевой волноводной антенны, волноводной многовибраторной антенны, рупорной линейной решетки, сегментной параболической антенны, уголковой антенны и т.д.

12.6.Рупорно-параболическая антенна

 

Рупорно-параболическая антенна состоит из питаемого волноводом пирамидального или конического рупора и непосредственно присоединенного к нему зеркала, являющегося частью параболоида вращения (рис. 12.24.а). Фокус параболоида F совпадает с фазовым центром рупора, находящимся у вершины последнего. Электромагнитные волны, исходя из рупора, отражаются от параболического зеркала (рис. 12.24.б). Фронт отраженной от зеркала волны близок к плоскому, и поверхность раскрыва зеркала (поверхность АВ) является синфазной. В такой системе почти вся электромагнитная энергия облучателя попадает на зеркало, что резко уменьшает задние лепестки диаграммы направленности. Облучатель (рупор) не затеняет поверхность зеркала, что приводит к уменьшению уровня боковых лепестков.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 12.24. Рупорно-параболическая антенна

Так как отраженная от зеркала энергия не попадает в рупор, то отсутствует реакция зеркала на облучатель. При использовании достаточно длинных рупоров, присоединяемых к волноводу с помощью плавных переходов, высокое согласование рупора и волновода обеспечивается в двухкратном диапазоне частот. В этом диапазоне может быть получен КБВ, равный, примерно 0,98. Коэффициент защитного действия рупорно-параболической антенны равен примерно (65...70) дБ, коэффициент использования поверхности раскрыва - около 0,65...0,75, коэффициент поперечной поляризации поля антенны в главном направлении составляет -(36...42) дБ. Обычно углы раствора рупора в плоскостях Е и Н выбираются в пределах 30...50°, а площадь раскрыва несимметричного параболоида (площадь апертуры антенны) составляет 5...15м². Антенна может быть использована одновременно для приема и передачи радиоволн с взаимно перпендикулярной поляризацией, а также для излучения и приема радиоволн с круговой поляризацией (при соответствующих схемах возбуждения и приема).

 

12.7. Уголковая антенна

Уголковая антенна (рис. 12.25) состоит из зеркала (рефлектора 1), образованного двумя плоскими металлическими пластинами, и вибратора (2) или системы коллинеарных вибраторов, расположенных в плоскости биссектрисы угла зеркала γ. Поле, излученное антенной, является суммой поля, излучаемого непосредственно вибратором (облучателем), и поля, создаваемого вторичными токами, текущими по поверхности зеркала. Подбором угла γ и расстояния d от оси облучателя до вершины зеркала максимальное излучение получается в направлении биссектрисы γ. Угол γ обычно берется равным 180⁰ /n,  где п - целое число (1, 2, 3, ...).

 

Рис. 12.25.Уголковая антенна  (1-уголковое зеркало, 2-облучатель)

 

Установлено, что отношение d/λ, следует выбирать в пределах: 0,25...0,75 при γ=90°; 0,35...0,8 при γ = 60°; 0,5...1,1 при γ = 45°. Длину зеркала L следует выбирать: L  при γ = 90°;  при γ = 60° и L > 2λ при           γ = 45°. По высоте (Н) зеркало должно выступать за пределы вибраторов на (0,1...0,2)λ.

Уголковая антенна отличается конструктивной простотой. Крепление вибраторов можно осуществлять с помощью как диэлектрических, так и «металлических» изоляторов, что предпочтительнее. Такая антенна при ее приемлемых размерах позволяет получать диаграммы направленности шириной примерно до 20° (по половинной мощности). По своим направленным свойствам антенна близка к параболическому цилиндру с такими же размерами.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

13. ОСОБЕННОСТИ АНТЕНН ДЛЯ ТЕЛЕВИДЕНИЯ, РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ И КОСМИЧЕСКОЙ РАДИОСВЯЗИ

13.1. Телевизионные антенны

13.1.1. Передающие телевизионные антенны

В настоящее время принято различать наземное и спутниковое телевизионное вещание (ТВ). Передающие антенны наземного телевещания располагаются на телевизионных башнях, а спутникового - на искусственных спутниках Земли (ИСЗ), через которые осуществляется ретрансляция телевизионных передач.

Рассмотрим передающие антенны наземного телевещания. Оно ведется на волнах метрового и дециметрового диапазонов. Для расширения зоны уверенного приема антенны передающих телецентров следует располагать на специальных башнях высотой в сотни метров. При этом увеличиваются механические нагрузки, создаваемые ветром, а также вероятность попадания в антенну грозовых разрядов. В связи с этим телевизионные передающие антенны должны иметь повышенную механическую и электрическую прочность. Желательно, чтобы напряженность поля во всех точках территории, обслуживаемой телецентром, была приблизительно одинаковой. Как правило, телецентр находится в центре обслуживаемой территории, поэтому антенна не должна обладать направленными свойствами в горизонтальной плоскости. В тех случаях, когда телецентр располагается ближе к краю обслуживаемого региона, передающая антенна может обладать такими свойствами. Однако и в данном случае ее диаграмма направленности должна быть, как правило, довольно широкой. Сужение диаграммы направленности антенны в вертикальной плоскости и, как следствие, увеличение напряженности поля на большом расстоянии от антенны достигаются увеличением вертикального размера антенны. Для снижения уровня помех при приеме желательно, чтобы излучаемые антеннами, электромагнитные волны имели горизонтальную поляризацию. В связи с этим для передачи и приема телевизионных сигналов применяют, как правило, горизонтальные вибраторные антенны. Передающая телевизионная антенна должна пропускать без заметных отражений всю рабочую полосу частот передаваемых телевизионных каналов. Наличие отражений в фидерном тракте приводит к повторным контурам изображений. Чтобы в необходимой полосе частот телевизионные антенны обладали почти чисто активным входным сопротивлением примерно постоянного значения и хорошо согласовывались с фидерными линиями, применяют вибраторы с пониженным волновым сопротивлением. При этом значение К_БВ в питающей линии (в качестве фидеров обычно применяют коаксиальные линии) во всей полосе пропускания антенны должен быть не менее 0,9.

Напряженность поля электромагнитной волны убывает пропорционально расстоянию, поэтому для равномерного облучения всей территории, обслуживаемой телецентром, необходимо, чтобы антенна в вертикальной плоскости  имела диаграмму направленности, обеспечивающую  возрастание  напряженности поля прямо пропорционально расстоянию (так называемую диаграмму направленности косекансного вида F(Δ) = cosecΔ). На практике обычно ограничиваются формированием диаграммы направленности, максимум которой в вертикальной плоскости составляет некоторый угол      Δ_mах = 2°...3° с линией, параллельной линии горизонта (рис.13.1).

 

 

 

 

 

Рис. 13.1. Диаграмма направленности передающих телевизионных антенн

 

Ширина главного лепестка диаграммы направленности в вертикальной плоскости должна быть достаточно узкой, чтобы ослабить излучение в полупространство выше линии горизонта. Регулирование направления максимального излучения можно осуществлять путем соответствующих сдвигов фаз между  токами  в  различных  этажах  антенны.  Для  уменьшения ветровой нагрузки и увеличения механической прочности вибратор может быть не сплошным, а состоять из отдельных горизонтальных стержней. Существуют различные конструкции передающих телевизионных антенн. В отечественной технике используют, в основном, панельные антенны и антенны с радиальными штыревыми вибраторами.

Многоэтажные турникетные антенны, базирующиеся на применении плоскостных Ж-образных вибраторов (рис.13.2), использовались ранее в метровом диапазоне волн.

Рис.13.2. Плоские Ж – образные вибраторы

 

Каждый этаж этой антенны выполнялся из двух таких взаимно перпендикулярных вибраторов высотой около 0,6λ₀ (λ₀ - средняя длина волны), что обеспечивало при питании вибраторов с фазовым сдвигом 90° почти круговую диаграмму направленности в горизонтальной плоскости. Обычно неравномерность диаграммы направленности  в горизонтальной плоскости не превышала ±3 дБ. Каждый из вибраторов присоединялся накоротко к мачте как в точках В, В', так и в точках А, А'. Питание к вибратору подводилось в середине (точки С, С') с помощью коаксиальной линии и симметрирующего устройства, помещаемого внутри мачты. Антенны, выполненные из таких вибраторов, имели полосу пропускания примерно (15...20)% и позволяло одновременно работать на нескольких телевизионных каналах.

При больших размерах поперечного сечения опор, диктуемых механическими требованиями, применение турникетных схем, как правило, исключается. В этом случае наиболее целесообразно использовать кольцевые антенны. Излучатели в антенне располагаются вокруг опоры. Степень равномерности диаграммы направленности в горизонтальной плоскости зависит от разноса между излучателями (чем больше, сечение опоры, тем сильнее неравномерность диаграммы направленности при заданном числе излучателей).

При квадратной форме поперечного сечения опоры удобно применять панельные антенны. Основным элементом такой антенны является блок (панель). На рис.13.3.б показана панель антенны, состоящая из двух одноволновых вибраторов 1 цилиндрической формы, расположенных над апериодическим рефлектором 2, имеющим решетчатую конструкцию. Вибраторы укорочены и соединены между собой симметричной линией, к центру которой подключается симметрирующее устройство. На рис.13.3 в приведена панель из двух полуволновых вибраторов 1, выполненных из стальных оцинковых полос. Симметричная двухпроводная линия 3 с W_ф = 150 Ом выполняется из труб диаметром 20...35 мм. Расстояние между вибраторами берут равным 0,5λ. Согласование осуществляется подбором расстояний от вибраторов до короткозамыкающих мостиков 5. Симметрирующее устройство 7 выполнено в виде согнутой четвертьволновой приставки. Панели крепятся параллельно граням опоры в несколько этажей, расстояние между которыми берется близким к λ₀/2, где λ₀ - средняя длина волны рабочего диапазона частот. Для получения ненаправленной диаграммы направленности  в горизонтальной плоскости при размерах сечения опор, обычно применяемых на практике, ограничиваются четырьмя излучателями. Для реализации круговой диаграммы направленности в горизонтальной плоскости все четыре панельных вибратора каждого этажа должны питаться синфазно.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 13.3. Панельные антенны (а - волновой вибратор, б - панель с цилиндрическими одноволновыми вибраторами, в - панель с плоскими полуволновыми вибраторами

 

Часто для достижения высокого уровня согласования между парами вибраторов одного этажа обеспечивают сдвиг фаз 90°. В этом случае при питании двух одинаковых нагрузок разветвляющимся фидером из-за взаимной компенсации их реактивных сопротивлений улучшается согласование антенны. Одновременно происходит некоторый рост неравномерности диаграммы направленности по сравнению с синфазным питанием. При синфазном возбуждении согласование может быть улучшено за счет междуэтажной компенсации, осуществляемой введением фазовых сдвигов между токами в соседних этажах. Эти же фазовые сдвиги используются одновременно для создания нужного наклона диаграммы направленности в вертикальной плоскости.

Для примера, на рис.13.4 приведена фотография панельных антенн ТашРТПЦ, используемых для цифрового телевещания.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.13.4.Панельные телевизионные антенны

 

При круглой форме опоры более удобно применение радиальных вибраторов (коаксиальных несимметричных), установленных непосредственно на опоре (рис.13.5).

Рис. 13.5. Антенная решётка поперечного излучения из

радиальных вибраторов

 

При размещении на круглой опоре диаметром 0,7λ₀ восьми штыревых вибраторов (в плоскости поперечного сечения), питаемых по схеме вращающегося поля (ток в каждом следующем вибраторе сдвинут относительно предыдущего по фазе на 45°), в горизонтальной плоскости обеспечивается достаточно равномерное излучение. Для наклона диаграммы направленности в вертикальной плоскости вниз применяется расфазировка питания вибраторов по этажам. Антенная башня Ташкентского радиотелевизионного центра также имеет круглое сечение (рис.13.6) Спутниковое телевидение, в отличие от наземного, ведется чаще всего в сантиметровом диапазоне волн.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.13.6.Антенная башня в г.Ташкенте

 

13.1.2. Приемные телевизионные антенны

Приемные телевизионные антенны, как и передающие, должны быть хорошо согласованы с линией питания в требуемой полосе частот. Так как телевизионные сигналы приходят с определенного направления, то приемная антенна должна обладать направленными свойствами как в вертикальной, так и в горизонтальной плоскости. При этом максимум диаграммы направленности должен быть ориентирован на передающий телецентр. Выбор типа приемной антенны зависит от расстояния между пунктом приема и передающим центром, чувствительности телевизионного приемника и мощности передатчика. На близких расстояниях от телецентра могут применяться комнатные антенны в виде симметричных вибраторов. По мере удаления от телецентра приемные антенны усложняются и увеличивается их высота подвеса. Наиболее широко используются директорные антенны с числом элементов от трех до семи. На больших расстояниях от телецентра число элементов директорной антенны и высота подвеса должны возрастать. Антенны выполняются из стальных или дюралевых труб диаметром 6...22 мм и жестко крепятся к поддерживающим опорам. На метровых волнах (каналы с 1-го по 12-й) чаще всего применяются антенны типа «волновой канал» (трех-, пяти- и семиэлементные). На дециметровых волнах (каналы с 21-го по 40-й) используются более направленные многоэлементные антенны того же типа. Необходимость применения в дециметровом диапазоне антенн с большим значением КНД объясняется следующими обстоятельствами. При фиксированной напряженности поля в точке приема с уменьшением длины волны уменьшается мощность, выделяемая в нагрузке антенны. Следовательно, при одинаковом числе элементов в вибраторной антенне мощность, выделяемая на входе телевизионного приемника, на дециметровых волнах меньше, чем на метровых. Проигрыш этот можно скомпенсировать, если применить на дециметровых волнах многовибраторные антенны с большим числом элементов, что и принято на практике. В качестве активного вибратора, с которого снимается сигнал, идущий к приемнику, обычно используется петлевой вибратор. Его, как известно, удобно крепить к несущей стреле без изоляторов. Рефлектор может быть как одиночным, так и сдвоенным. Последний представляет собой два вибратора, разнесенных в вертикальной плоскости симметрично по отношению к плоскости антенны. Сдвоенный рефлектор по сравнению с одиночным снижает уровень задних и дальних боковых лепестков и расширяет полосу частот, в которой антенна сохраняет, направленные свойства. Подбором длин директоров и расстояний между ними обеспечиваются оптимальные электрические параметры антенны. Трехэлементные антенны, работающие в метровом диапазоне волн, обеспечивают ширину главного лепестка диаграммы направленности 2θ₀ = 60...66°, уровень боковых лепестков  -(15...17) дБ, коэффициент усиления G = 5...6,5 дБ. У пятиэлементных антенн аналогичные параметры составляют: 2θ₀ = 48...54°, уровень боковых лепестков  -(16...18) дБ; G = 8...9 дБ. Подключение коаксиального кабеля с W_B = 75 Ом к петлевому вибратору производится через согласующую схему типа “U-колено”. Основными параметрами, характеризующими работу антенны в системе коллективного приема телевидения, являются: коэффициент усиления, ширина главного лепестка диаграммы направленности в горизонтальной плоскости, уровень боковых и задних лепестков, К_БВ в фидере. Коэффициент усиления антенны определяет мощность, выделяемую антенной во входном сопротивлении приемника, а также отношение мощности полезного сигнала к мощности случайных помех, приходящих с произвольных направлений. Он должен быть достаточно постоянным в рабочей полосе частот. Неравномерность коэффициента усиления в рабочей полосе частот серийно выпускаемых антенн не более 1 дБ. Уровень боковых и задних лепестков диаграммы направленности характеризует степень защиты антенны от приема отраженных сигналов, создаваемых объектами, находящимися сбоку и сзади антенны, и должен быть не более -(12...16) дБ. Ширина главного лепестка диаграммы направленности в горизонтальной плоскости определяет область, из которой могут быть приняты мешающие отраженные сигналы. Уменьшение ширины главного лепестка в горизонтальной плоскости существенно улучшает защиту от отраженных сигналов при условии достаточно малого уровня  боковых лепестков. Прием наряду с основным сигналом, пришедшим непосредственно от антенны передающего центра, сигнала, отраженного от какого-либо объекта (например, стоящего сбоку здания), приводит к искажению изображения на телевизионном экране. Оно проявляется обычно в повторе изображения, смещенного по горизонтали. Кроме способов, указанных выше, ослабить прием отраженных сигналов можно дополнительной юстировкой антенны, совместив направление минимума, приема антенны с направлением прихода отраженного сигнала. Для этого достаточно повернуть антенну на небольшой угол; в данном случае незначительно снижается уровень основного сигнала. Высокое качество телевизионного приема в условиях одного многоквартирного дома обеспечивается системой коллективного приема телевидения. Система состоит (рис.13.7) из одной антенны типа «волновой канал» 1, кабеля снижения 2, антенного усилителя 3, с выхода которого начинается магистральная линия 4. Эта линия проходит через распределительные коробки 5, расположенные на лестничных клетках каждого этажа. Из распределительной коробки часть мощности телевизионного сигнала ответвляется в абонентские линии 6. К выходу магистральной линии из распределительной коробки первого этажа подключено нагрузочное сопротивление 7, равное волновому сопротивлению магистральной линии 75 Ом. В сопротивлении 7 поглощается оставшаяся часть мощности телевизионного сигнала, благодаря чему в магистральной линии обеспечивается режим бегущей волны. В данном режиме в магистральной линии отсутствуют отраженные волны, что исключает возможность искажения телевизионного сигнала и обеспечивает высокое качество телевизионного приема. Однако появление волн, отраженных от различных элементов распределительной сети, полностью не исключается. Поэтому для хорошего качества телевизионного изображения абонентские отводы связаны с магистральной линией через направленные ответвители, предотвращающие проникновение в отвод волны, двигающейся от магистральной линии к антенне (отраженной волны). Рассмотренная схема в идеальном случае полностью защищает абонентский отвод от обратных волн в магистрали, исключая потерю мощности полезного сигнала, и обеспечивает согласование на всех частотах как в абонентском отводе, так и в магистрали. В последние годы по системам кабельного телевидения также стали передавать Интернет.

 

 

 

 

 

Рис. 13.7. Схема коллективного приёма телевидения

На расстояниях от телецентра 50...60 км и более большое распространение в качестве индивидуальных приемных антенн получили так называемые зигзагообразные антенны (рис.13.8.а). Зигзагообразная антенна относится к классу рамочных малогабаритных антенн. Излучающий элемент зигзагообразной антенны - две параллельно включенные квадратные рамки (ромбические элементы), периметр каждой равен средней длине волны рабочего диапазона λ. Вдоль провода рамки устанавливается стоячая волна тока, распределение амплитуд которого дано на рис.13.8.б,д. Вертикальные составляющие тока оказываются попарно противофазными, и их излучения в направлении нормали к плоскости рамки взаимно компенсируются (в режиме приема антенна не воспринимает поле вертикальной поляризации). Горизонтальные составляющие тока синфазны и создают максимальные поля в направлении нормали (в режиме приема с этого направления обеспечивается максимальное усиление). Это приводит к тому, что зигзагообразная антенна излучает (принимает) линейно поляризованную волну с одной ориентацией вектора Е. Рассмотренный элемент антенны (рамка) эквивалентен синфазной решетке из 4 параллельных вибраторов поперечного излучения. Однонаправленное излучение достигается размещением излучающего элемента зигзагообразной антенны перед решетчатым экраном на расстоянии d = 0,25λ (рис.13.8.в). Наличие пучности тока (узла напряжения) у вершин рамок дает возможность крепления излучателя к экрану металлическими стойками без изоляторов. Коэффициент усиления антенны примерно равен коэффициенту усиления синфазной антенны, состоящей из четырех полуволновых вибраторов. Его можно увеличить на 2...3 дБ, если установить полотно рефлектора, состоящего, например, из ряда разнесенных по вертикали параллельных горизонтальных проводов.

Рис. 13.8. Зигзагообразная антенна

Для улучшения качества согласования применяются индуктивные (рис.13.8.е) или емкостные (рис.13.8.ж) компенсаторы реактивностей. Зигзагообразная антенна с одним элементом имеет КНД порядка 9 дБ, с четырьмя - около 15 дБ. Диаграмма направленности антенны показана для плоскостей Е и  Н на рис.13.8.з.

Эта антенна также нашла широкое применение в качестве приемо-передающей антенны в военной радиосвязи.

В последние годы все большее распространение получают системы непосредственного спутникового телевидения. Для этого используются спутники геостационарной орбиты, поскольку период их обращения равен земным суткам. Такой, спутник как бы неподвижно «висит» над определенной точкой Земли, что позволяет жестко фиксировать  положение  приемной  телевизионной антенны. Для спутникового ТВ Регламентом радиосвязи выделен ряд поддиапазонов. Из них в настоящее время широко используются поддиапазоны 4...6 и 11...14 ГГц. В этих диапазонах для приема спутникового телевидения наиболее эффективными являются зеркальные антенны. Одна из антенн, изготавливаемых и серийно выпускаемых в СНГ, представляет собой двухзеркальную антенну, выполненную по схеме Кассегрена. Профили большого и малого зеркал этой антенны оптимизированы. В качестве основного требования к оптимизации профилей зеркал в процессе синтезирования принято обеспечение максимального значения коэффициента использования поверхности антенны. Диаметр большого зеркала  равен 2 м, малого зеркала - 0,388 м. Облучателем служит конический рупор  с диаметром раскрыва 0,071 м. На частоте 11,3 ГГц коэффициент усиления G = 46,86 дБ. Ширина главного лепестка 2θ₀ = 0,7°, уровень первого бокового лепестка составляет -15 дБ. Диаграмма направленности соответствует требованиям Международного Союза Электросвязи МСЭ (ранее МККР). Антенна рассчитана для работы на двух ортогональных (линейных или круговых) поляризациях поля. Переключение поляризации обеспечивается дистанционно с тюнера с помощью ферритового переключателя. Для снижения потерь в фидере в антенне имеется конвертор, преобразующий принимаемую частоту диапазона 10,9...11,7 ГГц в диапазон 0,9…1,5 ГГц. Сигнал от антенны к приемнику подводится коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением W_B=75 Ом.

Ниже, для примера, приводятся параметры антенн, производимых фирмой Супрал (Россия). В табл.13.1 приводятся характеристики офсетных (параболических) антенн, а в табл.13.2 – характеристики осесимметричных параболических антенн.

Таблица 13.1

* - за диаметр антенны принимается горизонтальная полуось.

 

 

 

 

 

Таблица 13.2

 

13.2. Антенны радиорелейных линий

13.2.1. Антенны радиорелейных линий прямой видимости

К антеннам аналоговых радиорелейных линий (РРЛ) прямой видимости предъявляются следующие основные требования:

1.  Коэффициент усиления антенны, позволяющий использовать передатчики небольшой мощности,  компактную  и экономичную  аппаратуру, должен быть 30...45 дБ.

2.  Рабочая полоса частот антенно-фидерной системы должна обеспечить многоствольный режим работы, в котором на каждой станции на различных частотах работают несколько приемопередатчиков на общую антенну. Это повышает экономическую эффективность радиорелейной системы, так как стоимость антенных опор башен или мачт нередко превышает стоимость приемопередатчиков.

3.  Коэффициент защитного действия антенны (отношение  E_{θ = 0}^o/E_θ=180^o) должен быть равен (60...70) дБ, что обусловлено при двухчастотной системе, применяемой на современных радиорелейных линиях, требованием высоких защитных свойств антенн от приема сигналов с обратного направления.

4.  Для снижения уровня переходных шумов согласование антенны с фидерным трактом должно быть высоким; коэффициент отражения в тракте не должен превышать 2,5...3,5%.

5.  Кроссполяризационная защита антенны, т.е. ослабление поля перекрестной поляризации при приеме с главного направления должна составлять 20...30дБ.

6.  Уровень боковых лепестков антенны, характеризующий ее помехозащищенность, определяется как электрической и конструктивной схемами выполнения антенны, так и влиянием дополнительных факторов (опоры, оттяжки и т.д.).

Для ориентировочной оценки уровня бокового излучения антенны в переднем полупространстве МСЭ дает следующую формулу для огибающих боковых лепестков G(θ) = 52 - 10lg(D/λ) - 25lgθ, где D - диаметр антенны; λ - длина волны; θ - угол, отсчитываемый от направления максимального излучения, град. Для уменьшения бокового излучения и увеличения коэффициента защитного действия применяют различного рода защитные экраны. Для антенн с коэффициентом усиления, равным примерно 40 дБ, коэффициент защитного действия составляет (45...50) дБ, что недопустимо при использовании антенны на РРЛ, работающей по двухчастотному плану. У высококачественных антенн, снабженных защитными экранами, коэффициент защитного действия может быть увеличен до (55...70) дБ. На рис.8.16 изображена двухзеркальная симметричная антенна со смещенной фокальной осью (АДЭ - антенна двухзеркальная со смещенной фокальной осью и с эллиптической образующей малого зеркала), в которой эффект затенения отсутствует. Такая антенна по сравнению с обычными двухзеркальными антеннами обладает рядом преимуществ:

3)     наличие конического острия на малом зеркале значительно ослабляет реакцию зеркала на облучатель и улучшает согласование антенны;

4)           появляется возможность существенно сократить расстояние между облучателем и малым зеркалом и тем самым уменьшить утечку энергии за это зеркало и упростить его крепление;

3) вследствие того, что лучи, идущие через область центра раскрыва облучателя (которым соответствует наибольшая плотность энергии), переизлучаются малым зеркалом на периферию параболоида, а лучи, отраженные от точек, находящихся вблизи краев вспомогательного зеркала (им соответствует меньшая плотность энергии), попадают на участки поверхности параболоида, близкие к его вершине, обеспечивается большая равномерность амплитудного распределения поля в раскрыве антенны (более высокий апертурный коэффициент использования поверхности).

В последнее время значительно повысился интерес к антеннам с вынесенным облучателем (АВО). Однозеркальная АВО (рис.13.9) содержит: отражающее зеркало 1, представляющее собой вырезку из параболоида вращения цилиндром, ось которого смещена на некоторое расстояние относительно фокальной оси исходного параболоида; облучатель 2, в качестве которого используется расфазированный рупор с изломом образующей, поворотом оси и косым срезом раскрыва (рис.13.10); экран 3, увеличивающий ее коэффициент защитного действия. Оси малого 1 и основного 2 элементов рупора (см. рис.13.10) развернуты на некоторый угол γ. Так как при этом углы α₁ и α₂ оказываются различными, то вершина главного лепестка диаграммы направленности рупора становится неосесимметричной. В перпендикулярной плоскости углы, аналогичные углам α₁ и α₂, остаются равными, а диаграммы направленности симметричной. Срезав раскрыв основного рупора, не перпендикулярного его оси, можно устранить различную расфазировку поля в точках В и В', лежащих на границах раскрыва.

 

 

 

 

                                           

 

 

 

Рис. 13.9. Однозеркальная антенна с вынесенным облучателем

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.13.10. Расфазированный рупор с изломом образующей, поворотом оси

и косым срезом раскрыва

Облучатель типа расфазированный рупор с изломом образующей, поворотом оси и косым срезом раскрыва обеспечивает симметричное по главным осям возбуждение апертуры неосесимметричной антенны при очень малом уровне боковых лепестков.

Среди существующих антенн наименьшим боковым излучением (наилучшей помехозащищенностью) обладают рупорно-параболические антенны (РПА). Такая антенна состоит из питаемого волноводом пирамидального или конического рупора и непосредственно присоединенного к нему зеркала, являющегося частью параболоида вращения (рис.12.24). Коэффициент защитного действия рупорно-параболические антенны равен примерно (65...70) дБ, коэффициент использования поверхности раскрыва - около 0,65...0,75, коэффициент поперечной поляризации поля антенны в главном направлении составляет -(36...42) дБ. Обычно углы раствора рупора в плоскостях Е и Н выбираются в пределах 30...50°, а площадь раскрыва несимметричного параболоида (площадь апертуры антенны) составляет 5...15м². Антенна может быть использована одновременно для приема и передачи радиоволн с взаимно перпендикулярной поляризацией, а также для излучения и приема радиоволн с круговой поляризацией (при соответствующих схемах возбуждения и приема). Недостатками РПА являются значительные габаритные размеры (вертикальный размер) и соответственно большая масса. Однако существует ряд модификаций РПА с уменьшенными габаритными размерами конструкции. Это, например, РПА с инверсированным рупорным облучателем, трижды сложенная РПА и другие.

На РРЛ применяются также перископические антенные системы (рис.13.11), особенностью которых является отсутствие длинного фидера (в описанных ниже схемах длина фидера достигает 100 м). В перископической антенной системе энергия передается с помощью беспроводной линии передачи, состоящей из нижнего зеркала с облучателем (излучателя), установленного у основания мачты,   и   верхнего   зеркала   (переизлучателя).

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 13.11. Перископическая антенная система

 

Излучателями могут быть несимметричные, выполненные по схеме антенны с вынесенным облучателем, или эллипсоидальные зеркальные антенны. В перископической антенне, выполненной по так называемой трехэлементной схеме (см. рис.13.11), облучатель нижнего зеркала (например, рупор с изломом) устанавливается непосредственно в техническом здании. В качестве переизлучателя обычно применяется плоское зеркало. Излучатель и переизлучатель так ориентируются относительно друг друга, что волны, излученные нижним зеркалом, «перехватываются» верхним и переизлучаются в направлении на соседний ретрансляционный пункт. Фокусирующее действие нижнего зеркала сужает поток энергии, распространяющийся от него к верхнему зеркалу. Это приводит к увеличению КПД передачи энергии от нижнего зеркала к верхнему (отношение мощности, принятой переизлучателем, к мощности, излученной нижним зеркалом). Однако часть энергии все же переливается через края верхнего зеркала. Выгоднее использовать верхний плоский переизлучатель не с прямоугольным, а с эллиптическим контуром обреза, имеющим в плоскости, перпендикулярной распространению волны, круглую поверхность раскрыва, так как при этом увеличивается КПД беспроводной линии передачи и уменьшается уровень боковых лепестков диаграммы направленности верхнего зеркала.

 

13.2.2. Пассивные ретрансляторы РРЛ

 

С целью совершенствования и повышения рентабельности РРЛ необходимо уменьшать затраты на строительство и эксплуатацию линий, особенно в условиях сильно пересеченной местности. Одним из способов решения этой задачи является замена части ретрансляторов РРЛ пассивными приемопередающими станциями, называемыми пассивными ретрансляторами. На таких станциях отсутствует приемопередающая аппаратура, а ретрансляция осуществляется особым образом выполненными антенными системами. Пассивные ретрансляторы преломляющего типа можно реализовать в виде двух антенн, соединенных линией питания и ориентированных одна на предыдущий, а вторая на последующий ретрансляционные пункты.

Пассивные ретрансляторы типа препятствия (предложены в 1954г. Г.З.Айзенбергом и А.М. Моделем) в отличие от отражающих и преломляющих являются высокоэкономичными, поскольку не требуют точного выполнения рабочей поверхности и ее юстировки в пространстве. Это, в свою очередь, позволяет сооружать ретрансляторы с эффективной поверхностью в сотни квадратных метров при минимальных затратах.

Рассмотрим подробнее принцип действия пассивного ретранслятора типа препятствия. Ретранслятор представляет собой металлическую поверхность П, расположенную между двумя  радиорелейными пунктами  А и В,  находящимися вне прямой видимости друг от друга (рис.13.12).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 13.12. К принципу действия ретранслятора типа препятствие

 

Появление напряженности поля в пункте В при установке на пути распространения волны препятствия П объясняется следующим образом. При отсутствии препятствия (ретранслятора П) в плоскости Q передающая антенна пункта А создает электромагнитное поле. Напряженность поля в пункте В определяется интерференцией полей от всех элементов этой возбужденной поверхности (плоскости Q). Распределение возбуждающего поля на плоскости Q таково, что при отсутствии прямой видимости между пунктами А и В напряженность результирующего поля в пункте В равна нулю. Другими словами, диаграмма направленности возбужденной плоскости Q такая, что излучение в направлении пункта В отсутствует. Установка в плоскости Q непроницаемого для электромагнитных волн препятствия приводит к тому, что на части плоскости Q, закрытой металлической поверхностью П, напряженность поля становится равной нулю. Таким образом, изменяется амплитудно-фазовое распределение возбуждающего поля, что приводит к изменению диаграммы направленности возбужденной плоскости Q и появлению излучения в направлении пункта В. Возбужденное падающей волной препятствие П является вторичным излучателем, и при рациональном выборе его формы и размеров интенсивность вторичного поля в пункте В может оказаться значительной. Форма препятствия выбирается так, чтобы обеспечить минимальную расфазировку поля в точке приема В. На рис.13.13 показано препятствие в виде части кольца, верхняя и нижняя кромки которого совпадают с границами зоны Френеля.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.13.13. Препятствие в виде части кольца (зоны Френеля)

 

Это обеспечивает синфазность поля в точке приема от сектора Δφ при любом φ. В вертикальной плоскости расфазировка поля дуг различного радиуса r определяется разностью хода соответствующих лучей от пункта А к пункту В. По этим причинам угловой размер препятствия по координате φ и соответствующий линейный размер 2а имеют важное значение для формирования поля в точке В; они ограничиваются, в основном, только конструктивными соображениями. Пассивные ретрансляторы типа препятствия в отличие от ретрансляторов отражающего и преломляющего типов не требуют жесткой фиксации в пространстве и точности обработки поверхности, так как их роль заключается только в создании на фронте падающей волны участка с нулевой напряженностью поля (темное пятно). Отсутствие требований к жесткости конструкции позволяет выполнять полотно в виде проволочной сетки и подвешивать его на легких опорах. Антенны пассивных ретрансляторов любого вида должны обладать значительно большими значениями коэффициента усиления, чем антенны активных ретрансляционных пунктов, что объясняется усилением приходящего сигнала исключительно за счет направленности антенн, так как усилительная аппаратура на пассивном пункте отсутствует. Поэтому площадь пассивных ретрансляторов должна быть значительно больше площади раскрыва антенны активного ретранслятора (в 50...60 раз). Коэффициент усиления таких пассивных ретрансляторов типа препятствия достигает 60...70 дБ. Пассивный ретранслятор типа препятствия может быть использован на РРЛ с прямой видимостью для увеличения коэффициента усиления антенны без увеличения размеров ее поверхности. Такой ретранслятор называется антенным директором. Особенно целесообразно применять антенные директоры на РРЛ, работающих в диапазонах 8 и 11 ГГц, где благодаря небольшому расстоянию между активными пунктами (25...35 км) высота антенных опор обычно невелика. При строительстве РРЛ в горной или сильно пересеченной местности возможно использовать пассивные ретрансляторы отражающего типа. Обычно они выполняются из одного или двух плоских зеркал (рис.13.14). Однозеркальный пассивный ретранслятор применяется при угле β > 45...60° (рис.13.14.а), а двухзеркальный ретранслятор, состоящий из двух близкорасположенных зеркал (рис.13.14.б) - при β = 35...60°. Схема расположения зеркал в ретрансляторе на рис.12.14.б называется Δ-конфигурацией. Она характерна тем, что зеркало Р₂ и пункт приема В расположены по разные стороны от направления AP₁. Такое построение пункта ретрансляции становится нецелесообразным при малых углах β. Это связано с тем, что зеркала Р₁ и Р₂ необходимо устанавливать на большом расстоянии друг от друга, чтобы избежать их взаимной экранировки. При этом увеличивается рассеяние энергии на участке P₁P₂. На рис.13.14.в показана другая возможная схема расположения зеркал двухзеркального ретранслятора, известная как Z - конфигурация. В данном случае зеркало Р₂ и пункт В расположены по одну сторону от направления АР_1. Практически  Z - конфигурацию целесообразно использовать при 0°<β<40°, при этом зеркала Р₁ и Р₂ можно расположить близко друг к другу, что весьма удобно на практике. Необходимость применения двухзеркального ретранслятора объясняется тем, что коэффициент использования поверхности однозеркального ретранслятора остается достаточно высоким до тех пор, пока угол падения волны на зеркало невелик.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

рис.13.14. Применение пассивных ретрансляторов отражающею типа

 

13.2.3. Антенны тропосферных РРЛ

Наряду с РРЛ прямой видимости возможна и практически реализована на УКВ передача многоканальных сообщений на большие расстояния с использованием эффекта дальнего тропосферного распространения (ДТР) радиоволн. Поскольку приемная антенна улавливает только небольшую часть энергии,  переизлученной  рассеивающим   объемом,   для   устойчивой связи необходимо, чтобы передающая и приемная антенны имели большие значения коэффициента усиления (около 45 дБ). Поэтому площади излучающих поверхностей антенн могут достигать нескольких сотен квадратных метров. Следует также иметь в виду, что коэффициент усиления как передающей, так и приемной антенны тропосферной линии растет не прямо пропорционально поверхности ее раскрыва, а медленнее, что можно объяснить уменьшением объема рассеяния тропосферы при сужении диаграммы направленности антенны. При этом чем больше расчетный коэффициент усиления антенны, тем значительнее уменьшение ее реального коэффициента усиления. Данное явление называется «потерей усиления» антенн. На тропосферных РРЛ, работающих в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн, в основном, применяются однозеркальные осесимметричные и неосесимметричные антенны, осесимметричные двухзеркальные антенны со смещенной фокальной осью, а также рупорно-параболические антенны. Расчетный коэффициент усиления у вышеперечисленных антенн составляет 41...43,5 дБ. На пунктах тропосферных РРЛ нет необходимости поднимать антенны на большую высоту. Обычно нижняя часть антенны находится на расстоянии 8...20 м над поверхностью Земли. Для увеличения коэффициента защитного действия и помехозащищенности антенн применяют различного рода экраны и защитные устройства. Уровень сигнала на пролете тропосферной РРЛ можно повысить с помощью антенных директоров. Особенно целесообразна установка антенных директоров на трассах, имеющих близкорасположенные перед антенной препятствия, что позволяет существенно снизить их затеняющее действие. В заключение рассмотрим основные параметры антенн действующей тропосферной РРЛ «Горизонт», работающей в диапазоне 790 МГц. Антенны выполнены по однозеркальной параболической схеме с вынесенным облучателем, что позволяет устранять влияние реакции зеркала на согласование тракта, уменьшать затенение раскрыва, а также зону биологической опасности по сравнению с осесимметричными антеннами. На каждом ретрансляционном пункте устанавливаются четыре антенны (по две в каждом направлении). Раскрыв зеркала 20 м на 20 м при высоте нижней кромки над землей 8 или 20 м. Зеркало выполнено из плоских металлических листов размером 22 м, укрепленных на несущей ферме. В качестве облучателя используется пирамидальный рупор с раскрывом 1 м на 1 м и длиной 3 м. Для защиты от осадков в раскрыве рупора сделан косой срез, который закрывается пластмассовой крышкой. Коэффициент усиления антенны G = 42,4 дБ, ширина главного лепестка 2θ_0,5 = 1°16', уровень боковых лепестков не более -(20...25) дБ. Для ослабления поля помех с боковых направлений и поля в секторе углов, близких к 180°, используются специальные вынесенные экраны и щелевые защитные устройства.

13. 3. Антенны для спутниковой и космической радиосвязи

Связь между земными пунктами, находящимися на расстояниях от нескольких тысяч до нескольких десятков тысяч километров друг от друга, удобно осуществлять на сантиметровых  волнах с помощью ИСЗ, применяемых в качестве активных ретрансляторов. В то же время специалисты, занимающиеся вопросами создания телекоммуникационных сетей, считают, что, например, в частности, для центральной части России (или Узбекистана) при расстоянии между передающими и приемными центрами более 400...500 км ретрансляция программ через ИСЗ становится выгоднее, чем их передача по наземным каналам (кабельным и РРЛ). В труднодоступных местностях (в пустынях, в горных ущельях) это расстояние может быть еще меньше. Для увеличения пропускной способности спутниковых систем связи кроме используемого частотного диапазона 4/6 ГГц в настоящее время все шире осваиваются новые диапазоны 11/14 и 20/30 ГГц. Объем и качество передачи информации во многом определяются антенно-фидерным устройством системы спутниковой связи (ССС). С учетом этого сформулируем основные требования к антенным устройствам ССС.

Антенны земных станций ССС. К указанным антеннам предъявляются следующие основные требования:

1)     обеспечение высокого коэффициента усиления при достаточно большом коэффициенте использования поверхности (0,6...0,7) и как можно более низких значениях шумовой температуры и уровней боковых лепестков;

2)   возможность   наведения   луча   на   ИСЗ   с   помощью   опорно-поворотного устройства, а также систем программного и ручного наведения
и автоматического сопровождения;

3)    сохранение электрических характеристик и надежной работы в заданных климатических условиях, особенно при предельных скоростях ветра;

4)    соответствие диаграммы направленности антенны справочной диаграмме, рекомендуемой МСЭ (с целью обеспечения условия электромагнитной совместимости). Справочная диаграмма представляет собой графическое изображение (или аналитические выражения) огибающей рекомендуемой диаграммы направленности относительно изотропного излучателя.

Антенны земных станций спутниковой связи (ЗССС) и космической радиосвязи являются сложными устройствами, имеющими большие габаритные размеры и массу. Они работают в условиях воздействия переменных ветровых нагрузок, дождя, гололеда, солнечного нагрева и т.д. В этих трудных климатических условиях должны быть обеспечены высокая механическая прочность антенной системы и сохранение с высокой точностью заданной формы поверхности зеркала. С этой целью зеркало антенны снабжается мощным каркасом, опирающимся на несущую платформу антенно-поворотного устройства. Одной из важнейших характеристик антенн земной станции является величина отношения коэффициента усиления антенны (G) к суммарной шумовой температуре (Т_Σ) на входе приемного устройства, измеренной в градусах Кельвина при угле места 5° (шумовая добротность). Современные зеркальные антенны земных станций с диаметром раскрыва 30 м имеют значение G/T около 42 дБ/К. Очевидно, что для увеличения отношения G/T следует увеличивать КУ антенны и уменьшать суммарную шумовую температуру T_Σ=T_y+T_тp+T_А. Здесь Т_у - шумовая температура малошумящего усилителя (МШУ), к которому присоединена антенна (обычно Т_у  =  40...60  К); Т_тр - шумовая температура СВЧ тракта, соединяющего антенну с МШУ; Т_А - эквивалентная шумовая температура антенны. Температура Т_А растет при уменьшении угла места Δ (угол между направлением максимального излучения и горизонтом) из-за увеличения, поглощения радиоволн в большей толще атмосферы Земли и приема шумов теплового излучения Земли. При Δ = 4...5° уровень шумов Земли недопустимо возрастает, так как их прием происходит через боковые лепестки, близкие к главному. Кроме того, при уменьшении угла Δ путь от антенны до ИСЗ (или космического объекта), проходящий в плотных слоях атмосферы, удлиняется, что ведет к увеличению уровня шумов, порождаемых атмосферой. Минимально допустимый угол места в диапазоне 4/6 ГГц составляет 5...7°. В диапазонах 11/14 и 20/30 ГГц ввиду существенного возрастания потерь в атмосфере минимально допустимый угол места Δ не должен быть менее 10°. В связи с ростом числа ИСЗ на геостационарной орбите, уменьшением углового расстояния между ними, на земной станции возрастает опасность помех от соседних ИСЗ. Поэтому антенны ЗССС должны иметь низкий уровень боковых лепестков. На ЗССС с малой пропускной способностью и станциях телевизионного вещания, обслуживающих небольшие населенные пункты, применяются однозеркальные антенны с коэффициентом усиления не более 35 дБ и несколько многоэлементных директорных антенн, работающих в антенной решетке (система «Экран») с коэффициентом усиления примерно 21...28 дБ. На ЗССС с большой пропускной способностью используются, в основном, двухзеркальные модифицированные параболические антенны. Диаметры раскрыва таких антенн определяются заданными значениями рабочей частоты, коэффициента усиления, уровней боковых лепестков  и доходят до 30...32 м.

В качестве примера рассмотрим антенну ЗССС, обеспечивающую телефонную, телефаксную связь и передачу данных в диапазоне 4/6 ГГц между абонентами, расположенными на территории Узбекистана, а также зарубежных стран Европы, Азии, Америки. Для излучения и приема сигналов используется двухзеркальная параболическая антенна Кассегрена с диаметром раскрыва       D = 4,8 м. Профиль малого зеркала с диаметром d = 0,9 м модифицирован с целью реализации максимального коэффициента использования поверхности раскрыва антенны. В качестве облучателя используется специально разработанный конический рупор, который во всем рабочем диапазоне антенны формирует осесимметричную диаграмму направленности с практически неизменной шириной главного лепестка. Диаметр раскрыва облучателя составляет 0,18м. Коэффициенты усиления на частотах 6,012 ГГц и 3,95 ГГц равны соответственно 46,8 и 43,8 дБ, а уровни боковых лепестков  -12,9 и -13,9 дБ. Сравнительно высокий уровень боковых лепестков  обусловлен амплитудным рас­пределением поля в раскрыве, близким к равномерному, и влиянием затене­ния апертуры антенны малым зеркалом. Поляризация поля - круговая: лево-поляризованная при излучении и правополяризованная при приеме. Эквивалентная изотропно-излучаемая мощность (ЭИИМ - произведение подводимой к антенне мощности на коэффициент усиления антенны) составляет 60 дБВт. Шумовая добротность (отношение коэффициента усиления антенны к эквивалентной шумовой температуре приемной системы) равна 17 дБ/К.

Сигналы, приходящие от космических кораблей или отраженные от планет при радиоастрономических исследованиях, также весьма слабы из-за очень большой удаленности указанных источников. В этих условиях для того, чтобы обеспечить необходимое отношение сигнал-шум на входе приемника, антенны ЗС должны иметь очень высокий коэффициент усиления                   (от 65...70 дБ), чему соответствуют большие размеры антенн и малая угловая ширина главного лепестка диаграммы направленности.

Бортовые антенны ССС. Бортовые антенны ИСЗ обеспечивают приём и передачу по спутниковой линии связи сигналов связных, вещательных, телевизионных, телеметрических и других систем. Уровень излучения в сторону Земли антеннами ИСЗ ограничен энергетикой станции космического аппарата и недопустимостью излучения в этом направлении мощных сигналов, которые могут создать помехи другим радиотехническим системам. В этой связи антенные системы современных ИСЗ должны удовлетворять следующим требованиям: обеспечивать эффективное облучение только заданной области земной поверхности; допускать повторное (многократное) использование рабочих частот за счет пространственного разноса диаграммы направленности и поляризационного разделения; ослаблять излучение вне зоны обслуживания для того, чтобы уровни поля при основной поляризации и кроссполяризации не превышали установленных международных норм. На протяжении существования ИСЗ антенна должна: сохранять работоспособность в условиях глубокого вакуума, воздействия теплового и радиоизлучений Солнца, ионизирующей радиации; выдерживать действие больших ускорений и вибрационных нагрузок во время запуска; учитывать технические ограничения, накладываемые на размеры и массу антенны. Принимая во внимание условия работы бортовых антенн, для их изготовления применяют такие материалы, как алюминий, беррилий, инвар, магний и титан. В последнее время все больше используются композиционные материалы, такие как углепласты (графито-эпоксидная композиция). Углепласты имеют значительно лучшие, чем у вышеназванных материалов, механические и температурные свойства: близкий к нулю коэффициент линейного расширения, малую удельную массу и большую жесткость. Тип приемопередающей антенны, устанавливаемой на космическом аппарате - бортовую антенну выбирают с учетом требований, связанных с построением и энергетическим потенциалом линии связи, диапазоном рабочих частот и полосой пропускания, условиями работы в космосе, стабилизацией ИСЗ и т.д. На первых ИСЗ использовались слабонаправленные малогабаритные антенны. На ИСЗ, выведенных на геостационарную орбиту, с которой угловой размер Земли составляет примерно 18°, применялись антенны с коэффициентом усиления примерно 6...17 дБ (антенные решетки из 16 элементов, небольшие параболические антенны и др.). На ИСЗ, находящихся на орбите средней высоты (5...10 тыс. км), применялись почти ненаправленные (изотропные) антенны с круговой поляризацией поля (турникетные, спиральные, щелевые). Недостаточное усиление бортовых антенн компенсировалось использованием больших наземных антенн с высоким  коэффициентом усиления. С увеличением общих размеров и массы   ИСЗ появилась возможность применять более направленные антенны с коэффициентом усиления 30...35 дБ и более. К таким антеннам относят параболические (одно- и двухзеркальные), рупорно-параболические антенны и антенные решетки. Особый интерес представляют складные антенны, раскрывающиеся после вывода космического аппарата на орбиту. В последнее время проявляется значительный интерес к бортовым многолучевым антеннам. Обеспечивая большое усиление, эти антенны позволяют значительно снижать мощность бортовых передатчиков космических аппаратов. В качестве бортовых многолучевых антенн применяются зеркальные антенны (обычно неосесимметричные), фазированные антенные решетки и некоторые другие типы антенн. Основными преимуществами зеркальных многолучевых антенн являются их сравнительно невысокая стоимость, простота облучающей системы, небольшая масса, простота конструкции. Коэффициент усиления таких антенн лежит в интервале от 27...30 дБ в диапазоне 4/6 ГГц (при диаметре раскрыва 1...2,5 м) до 45 дБ в диапазоне 30 ГГц. Во многих случаях диаграммы направленности антенн космических аппаратов должны быть сформированы таким образом, чтобы их контур (уровень постоянных значений  коэффициента усиления) повторял границу государства (в пределах которого обеспечивается подача телевизионной программы), видимую с геостационарной орбиты. Подобные антенны получили название антенн с контурным лучом. Контурная форма луча снижает потери излучаемой мощности за пределами границы обслуживаемого региона, а также, что не менее важно, уровень нежелательного облучения сопредельных территорий. Наиболее популярны три способа формирования контурной диаграммы направленности, первый из которых связан с применением параболического рефлектора, облучаемого системой облучателей; второй - плоской фазированной антенной решетки и третий - параболического рефлектора специальной формы, облучаемого одиночным облучателем.

Принцип формирования контурного луча в первых двух случаях условно показан на рис.13.15.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 13.15. Принцип формирования контурного луча

 

 Здесь изображены три узких луча, поля которых, складываясь, образуют один широкий луч со сравнительно плоской верхней частью и крутыми скатами. Достоинство этих способов заключается в возможности менять форму контурного луча в ходе эксплуатации. Недостатки связаны со сложностью конструирования и настройки системы формирования лучей, а также с ростом радиочастотных потерь при увеличении частоты.   Третий  способ  рассчитан     на фиксированную форму контура, зато свободен от недостатков, указанных выше. Правда, сложность расчета и изготовления рефлектора специальной формы пока сдерживает широкое распространение систем этого типа.

В мае 1981 года на плато Суффа (Зааминский район Джизакской области Узбекистана) состоялась закладка камня на месте строительства (рис.13.16) радиотелескопа. Внешний вид радиотелескопа приведен на рис.13.17. Начатое строительство возобновилось в последние годы. 

Рис.13.16.Закладка камня и макет радиоастрономического комплекса

Рис.13.17.Макет РТ-70

 

Уникальность научного объекта – «Радиоастрономический комплекс РТ-70» на плато Суффа обусловлена рядом его свойств.

Главный инструмент комплекса это прецизионный, полноповоротный радиотелескоп РТ-70 с диаметром главного зеркала 70 м, работающий в миллиметровом диапазоне длин волн.

Система адаптации обеспечивает необходимую для работы точность поверхности зеркала. В свою очередь она содержит оптико-электронную подсистему контроля положения щитов, составляющую отражающую поверхность. Щиты отражающей поверхности закрепляются на ферменном каркасе зеркала посредством электродомкратов  и их положение регулируется по данным системы контроля. Система управления, на основе данных измерений формы зеркала,  определяет параметры оптимального аппроксимирующего параболоида и величины необходимых перемещений щитов отражающей поверхности. Таким образом, в реальном масштабе времени корректируется форма зеркала и компенсируются его систематические и случайные ошибки. Расчетное значение цикла контроля зеркала, составленного из 1200 щитов, установленных на 2000 электродомкратах, составляет примерно 7 мин. Точность отражающей поверхности должна быть не хуже 50 мкм.

         Система точного наведения радиотелескопа работает в интервале углов ±10 угловых секунд от текущего направления на наблюдаемый объект и позволяет определить положение электрической оси антенны лучше угловой секунды в абсолютной системе координат т.е. системе координат, связанной с центром Земли. Конструктивно система выполнена в виде оптико-механического устройства, установленного под основным зеркалом вблизи пересечения осей телескопа в карданном подвесе. В качестве датчика абсолютного положения устройства используется прецизионный электростатический гироскоп. Положение угломестной оси радиотелескопа в пространстве контролируется лазерными фазовыми дальномерами относительно наземных реперов, расположенных вокруг него.

         Аналога радиотелескопу РТ-70 пока нет.

 

 

 

14. КОЛЛИНЕАРНЫЕ И ПАНЕЛЬНЫЕ АНТЕННЫ. АНТЕННЫ МОБИЛЬНЫХ ТЕРМИНАЛОВ. ТИПЫ ОДНОЧАСТОТНЫХ И МНОГОЧАСТОТНЫХ АНТЕНН

14.1. Антенно-фидерные устройства базовых станций 14.1.1. Одновходовые приёмно-передающие антенны

В разделе 9 приведена информация по простым вибраторным антеннам. Часть из них может быть использована в качестве антенн базовых станций.

Штыревые антенны, вследствие относительно небольшого усиления, целесообразно применять на временных или передвижных базовых станциях, благодаря небольшим габаритам и весу. В качестве примера приведём приёмопередающую штыревую антенну для передвижных базовых станций и центральных ретрансляторов транкинговых сетей. Конструкция такой антенны показана на рис.14.1. Она содержит несимметричный вибратор (штырь), противовес, выполненный из четырех равномерно ориентированных по азимуту проводников, шунт, совмещённый с одним из проводников противовеса, и опору, внутри которой проходит, возбуждающий антенну, коаксиальный фидер. В верхней точке опоры центральный проводник фидера подключается к вибратору, а его экран к опоре. Проводники противовеса электрически соединены с опорой в верхней её точке и имитируют "землю" для вибратора. Токи в проводниках текут радиально в разных направлениях (допустим к вибратору), и при горизонтальном их расположении противовес практически не излучает, определяя главным образом, ближнее поле и входной импеданс антенны.

При наклонном положении проводников противовеса, как показано на рис.14.1, горизонтальные составляющие текущих в них токов по-прежнему направлены в противоположные стороны, т.е. паразитное излучение горизонтально поляризованной волны отсутствует. Между тем, вертикальные составляющие токов сонаправлены, вследствие чего противовес излучает вертикально поляризованную волну, что несколько увеличивает КНД антенны. Шунт представляет собой проводник, расположенный параллельно одному из проводников противовеса на небольшом расстоянии от него (малом по сравнению с длиной волны). В верхней точке шунт электрически соединён с вибратором (вблизи его точки питания), в нижней - с проводником противовеса. При этом шунт совместно с последним образует короткозамкнутый шлейф, подключенный параллельно вибратору. Такой шлейф служит для двухдиапазонного согласования.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.14.1.Штыревая антенна (штырь с противовесом)

 

Вибратор без шлейфа целесообразно настраивать на частотах передачи, обеспечивая шлейфом вторую полосу согласования на частотах приёма. Кроме того шлейф обеспечивает грозозащиту антенны.

Для расширения диапазонных свойств штыревой антенны ее верхний проводник выполняют с пониженным волновым сопротивлением. На рис.14.2 показан «объемный вибратор», его конструкция включает систему проводников, изогнутых по образующей сферы. Все проводники в верхней и нижней частях взаимно замкнуты и у основания подключены к центральному проводнику фидера. Экранная оболочка соединена с проводником противовеса. Относительно большая масса и парусность «объемного вибратора» обусловливают значительные силовые нагрузки на опорный изолятор, установленный на вершине мачты, что часто приводит к его разрушению.

Этого недостатка лишена антенна, верхнее плечо которой выполнено как «объемный вибратор» и подключено к фидеру по схеме петлевого вибратора (рис.14.3).

 

Рис.14.2.«Объемный вибратор»

 

Каждый проводник соединен с вершиной мачты и образует с ее внешней поверхностью рамку, у которой в верхней точке находится пучность тока (узел напряжения). Нижние концы всех рамок соединены между собой, изолированы от мачты и подключены к центральному проводнику фидера. Экранная оболочка замкнута на провода противовеса, имеющего надежный электрический контакт с мачтой. Конструкция такой антенны обладает высокой механической прочностью по сравнению с обычным «объемным вибратором». Включение верхнего плеча по схеме петлевого вибратора приводит к дополнительному расширению диапазонных свойств антенны по согласованию.

Рис.14.3.«Объемный вибратор» с питанием по схеме петлевого вибратора

 

Удлинённый дросселем штырь (рис.14.4) имеет большее усиление. Дроссель в основании штыря служит для согласования. Вместе с ним входное сопротивление антенны получается около 50 Ом, что удобно для согласования с кабелем. Для своей установки антенна требует плоскую металлическую поверхность или систему противовесов. Антенна относительно узкополосная.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.4. Удлиненный дросселем  штырь

 

Диско-конусная антенна (рис.9.5.д) применяется, когда требуется весьма широкая полоса. У антенн для дециметрового диапазона диск и конус выполняются сплошными, для метрового диапазона - из стержней, расположенных по радиусам у диска и по образующим у конуса.

Коллинеарная антенна. Одним из эффективных путей реализации антенны вертикальной поляризации с высокой направленностью состоит в том, чтобы формировать линейную  антенную  решетку,  в  которой комбинируется несколько синфазных коллинеарных излучающих элементов.

На рис. 14.5 изображены типичные конструкции коллинеарных антенн с графическими пояснениями их работы. В антенне на рис.14.5.а между полуволновыми излучающими элементами для обеспечения синфазного питания включены катушки индуктивности. Этот тип антенны называется нагруженной антенной и часто используется как автомобильная антенна. Антенны, показанные на рис.14.5.б,в, обычно известны как коаксиальные коллинеарные антенны. Эти антенны используются как автомобильные антенны, так и как антенны базовых станций. Синфазность питания антенн, показанных на рис.14.5.б,в, зависит от длины излучающих элементов и расстояния между ними, поэтому эти антенны узкополосные.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.5. Коллинеарные антенны

 

     На рис.14.6 показаны варианты реализации антенны Маркони - Франклина. Катушки на рис.14.6.а и участки линий на рис.14.6.б имеют электрическую длину в полволны; в этих катушках и участках токи имеют противоположное направление, но они не излучают. На остальных излучающих участках антенны токи синфазны.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.6. Варианты антенны «Маркони – Франклина»

 

Рис.14.7 поясняет конструкцию и принцип работы антенны из отрезков коаксиальной линии с перекрещиванием. Внешние и внутренние проводники полуволновых отрезков соединены перекрестно. Внутренний проводник и внутренняя поверхность трубы служат линией питания, к которой в точках а и б подключаются излучающие вибраторы в виде внешних поверхностей трубы 1 и 2 или 3 и 4. У основания эта антенна должна питаться симметрично, иначе половина вибраторов получит потенциал земли, и не будет излучать.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.7. Коллинеарная антенна из отрезков коаксиальной линии с перекрещиванием

 

На рис.14.8 показан вариант такой антенны, отличающийся большой технологичностью в производстве. Как и все современные антенны, эта антенна заключена в диэлектрический (обычно стеклопластиковый) корпус, защищающий от климатических воздействий и являющийся опорной конструкцией.

На рис.14.5.в был представлен еще один вариант коллинеарной антенны. Источниками питания симметричных вибраторов здесь являются щели во внешнем проводнике коаксиальной линии. Препятствием проникновения токов на внешнюю поверхность внешнего проводника коаксиальной линии являются четвертьволновые стаканы, из которых состоят вибраторы - сопротивление этих стаканов на открытом конце весьма велико и ток не попадает внутрь стакана.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.8. Вариант коллинеарной антенны

 

У антенн, запитываемых с одного конца, каковыми являются все рассмотренные выше коллинеарные антенны, ток по мере приближения к другому концу антенны, спадает из-за ослабления, обусловленного излучением, особенно у антенн с относительно большими поперечными сечениями.

Ниже приведены типичные характеристики современных коллинеарных антенн: полоса рабочих частот по уровню КСВ =1,5 для приёмной антенны 820...855 МГц, для передающей 860...895 МГц, коэффициент усиления относительно полуволнового вибратора 9 дБ, ширина главного лепестка диаграммы направленности в вертикальной плоскости по уровню половинной мощности - 7°, поляризация вертикальная, входная мощность до 0,5 кВт, вес 9 кг, высота 3470 мм, диаметр 71...58 мм (сужается к верхнему концу). Другой пример: антенна 450...470 МГц, входная мощность 0,5 кВт, коэффициент усиления 4 дБ, ширина главного лепестка диаграммы направленности 18°, масса 8 кг, высота 2430 мм, диаметр 73 мм. На рис.14.9 приведена диаграмма направленности такой антенны.

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.14.9. Диаграмма направленности  коллинеарной антенны

 

       По своим электрическим характеристикам коллинеарные антенны во многом уступают многовходовым антенным системам с кольцевыми  решетками.

         В качестве антенн базовых станций применяются  линейные антенные  решетки поперечного излучения с параллельным питанием вибраторов. Диапазон, изображённой на рисунке 14.10, антенны - 300 МГц.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.14.10.Размеры антенной решетки поперечного излучения с  параллельным питанием вибраторов

 

       Построить антенну указанной длины на основе несущего диэлектрического кожуха не удалось бы. Вместе с тем металлическая стойка влияет на диаграмму направленности антенны в горизонтальной плоскости (неравномерности диаграммы направленности около 6 дБ). Улучшить равномерность диаграммы направленности можно введением удлиненных (длина несколько меньше половины длины волны) металлических элементов, размещаемых симметрично по объему сторонами стойки опоры. На рис.14.11 изображен один этаж такой антенны.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.11. Конструкция элемента решетки поперечного излучения с параллельным питанием вибраторов

 

В современных сотовых системах связи применяются, в основном, секторные антенны из-за преимуществ при повторении частот. Получить секторную диаграмму направленности в горизонтальной плоскости можно, например, используя симметричный полуволновый вибратор с уголковым рефлектором ).

    Другой пример получения секторных диаграмм направленности использование антенной решетки из параллельных вибраторов в каждом этаже. При этом, чем больше горизонтальный размер решётки, тем уже диаграмма направленности в горизонтальной плоскости. Так, у антенны на рис.14.12 диаграмма направленности будет тем уже, чем больше размер h. В разных типах секторных антенн применяются и тот и другой способы, а также некоторые другие, например, используя рефлектор в виде параболического цилиндра. Для увеличения коэффициента усиления (сужения диаграммы направленности в вертикальной плоскости) увеличивается число этажей.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.12. Пример антенной решетки из параллельных вибраторов

 

      Для наклона диаграммы направленности, требующегося для уменьшения помех другим сотам создаётся необходимое распределение фазы между этажами за счёт разности длин распределённых фидеров (электрический способ), или наклоняется сама антенна (механический способ).

В качестве секторных антенн также используется плоская синфазная логопериодическая с рефлектором. В качестве примера приведём характеристики некоторых из антенн, применяемых для системы GSM: диапазон 870...960 МГц, входная мощность до 800 Вт, КСВ не более 1,3, поляризация вертикальная. Диаграммы направленности в вертикальной плоскости для различных вариантов исполнения антенны приведены на рис.13.13, а в горизонтальной плоскости на рис.14.14. Размеры антенн 1074279113 мм и 1290279113 мм, масса 8 и 9,3 кг. Коэффициент усиления относительно изотропного излучателя 15; 13,8; 13,2; 12,8; 16; 14,7; 14; 13,7 дБ; коэффициент защитного действия от 30 до 20 дБ. Антенны защищены от климатических воздействий диэлектрическим кожухом.

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.13. Диаграммы направленности антенн GSM   в вертикальной плоскости

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 Рис. 14.14. Диаграмма направленности антенн GSM   в горизонтальной плоскости

 

Другой пример - характеристики одной из антенн для системы AMPS: полоса частот 790…960 МГц, входная мощность до 500 Вт, КСВ в полосе не хуже 1,5, коэффициент усиления 16,1 дБ, ширина главного лепестка диаграммы направленности по уровню половинной мощности в горизонтальной плоскости 60°, в вертикальной плоскости - 14°. Габариты 3001301250 мм. Антенна защищена кожухом из стеклопластика. Конструкция крепления антенны обеспечивает наклон в вертикальной плоскости 0°...10°.

14.1.2. Многовходовые приёмно-передающие антенны

Базовые станции систем радиосвязи с подвижными объектами должны обеспечивать одновременную работу большого числа каналов, причём канальная ёмкость системы является одной из основных её характеристик. При этом возникает задача обеспечения независимой одновременной работы нескольких приёмников и передатчиков. В зависимости от способа объединения приёмников и передатчиков в составе базовых станций используются либо одновходовые антенны, либо многовходовые (антенные решетки). Одновременная независимая работа N приёмников достаточно просто обеспечивается применением специальных (2N + 2) - полюсных устройств - разветвителей сигнала.

Такое устройство имеет один вход и N развязанных выходов (развязка необходима для обеспечения независимой работы) и часто конструктивно совмещается с антенным усилителем, компенсирующим ослабление сигнала вследствие его разделения. Понятно, что при таком способе объединения может использоваться одновходовая антенна.

Обеспечение одновременной независимой работы, нескольких передатчиков представляет собой более сложную проблему. Применяются следующие основные способы сложения сигналов передатчиков с обеспечением развязки между ними: пространственное; с частотным разделением (частотное уплотнение); схемное (мостовое) и схемно-пространственное.

Пространственное сложение обеспечивается применением антенной решетки - многовходовой системы слабо связанных излучателей, каждый из которых возбуждается одним определенным передатчиком. Передатчики считаются работающими независимо, однако в реальной решетке вследствие электромагнитной связи между излучателями, во-первых, возникают существенные ограничения на реализуемую развязку, во-вторых, в той или иной степени искажается диаграмма направленности. Место и способ размещения решетки при всенаправленном излучении (что, как правило, требуется в подвижной связи) должны исключать затенение излучателей местными предметами и элементами конструкции. Все это существенно ограничивает возможности применения пространственного сложения в системах связи с подвижными объектами.

Частотное уплотнение тракта посредством сложения некогерентных сигналов в общем фидере (одновходовая антенна) с помощью частотно-избирательных устройств целесообразно применять при относительно больших разносах складываемых (разделяемых) сигналов, например при сложении сигналов различных диапазонов, а также разделения сигналов приёма и передачи (для обеспечения дуплексной связи). При малых разносах частот вследствие необходимости обеспечения высокой избирательности фильтров резко ухудшаются их массогабаритные и стоимостные показатели. По этой причине, а также из-за необходимости закрепления передатчиков за определенными частотными полосами сложение сигналов на основе частотного разделения в пределах одного диапазона применяется крайне редко.

Схемный способ сложения сигналов также позволяет использовать одновходовую антенну и предполагает сложение нескольких некогерентных сигналов в общем фидере с помощью мостовых устройств. КПД мостового сложения некогерентных сигналов весьма низок.

Схемно-пространственный способ объединения передатчиков (схемно-пространственная мультиплексия) представляет собой сочетание методов пространственного и схемного сложения. Сигналы передатчиков поступают на многополюсное распределяющее устройство - диаграммообразующую схему (ДОС), которое возбуждает многовходовую антенную решетку. На входы антенны подаются аддитивные смеси сигналов передатчиков, а окончательное объединение сигналов происходит в пространстве.

Схемный и схемно-пространственный способы сложения сигналов свободны от серьёзных недостатков, свойственных остальным способам: ограничений по размещению антенны (пространственные сложение); ограничений по частотному разносу и закреплению частотных полос за передатчиком (частотное уплотнение). Это обусловило их широкое применение в подвижной связи. Следует отметить, что эти способы сложения могут сочетаться.

Неизбежность весьма больших потерь в балластных нагрузках является серьёзным недостатком мостового сложения по сравнению со схемно-пространственным. Весьма широкое его применение в зарубежных разработках, по-видимому, обусловлено возможностью использования простых одновходовых антенн. Схемно-пространственный способ сложения сочетает достоинства мостового (отсутствие сколько-нибудь значительных ограничений по условиям размещения антенны) и пространственного (относительно малые потери) способов и поэтому является наиболее перспективным (в частности, - основным при совместном использовании с мостовым). Поскольку в подвижной связи требуется, как правило, всенаправленное излучение (приём) в горизонтальной плоскости, наибольшее применение в качестве многовходовых антенн, обеспечивающих схемно-пространственное сложение, нашли кольцевые антенные решётки. Кольцевая антенная решетка представляет собой систему излучателей, расположенных по окружности (рис.14.15). Такая система может дать как остронаправленную, так и воронкообразную диаграмму направленности.

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис.14.15. Кольцевая антенная решетка

       Для того, чтобы в направлении θ_гл, φ_гл поля от всех элементов складывались в фазе, необходимо выполнить условие

                                                                   ψ_n= k a  sin θ _гл соs( φ _гл   -  φ ).

где  а - радиус кольца

       Это выражение показывает, что для получения направленного излучения распределение фаз по кольцу должно быть симметрично относительно диаметра φ=φ_гл и антисимметрично относительно диаметра  φ=φ_гл + π/2.  В  таком виде кольцевая решетка эквивалентна линейной, расположенной по диаметру φ = φ_гл и обладающей линейным фазовым распределением. Максимальная разность фаз (между токами крайних элементов) для заданного угла θ_гл определяется Δφ _max  =  2ka  sin θ _гл.

Кольцевая антенная решетка (рис.14.16) представляет собой систему N излучателей, обладающих симметрией поворота. Если известна диаграмма направленности излучателя f(θ,φ), определенная относительно его условного центра в присутствии остальных излучателей, то кольцевая антенная решетка с точки зрения диаграммы направленности в горизонтальной плоскости полностью характеризуется радиусом r_kap и ориентирующим азимутом излучателя Ф_из - углом поворота максимума диаграммы направленности излучателя относительно радиального (нормального) направления, как показано на рис.14.16 (азимут центра - k-гo излучателя α_k= 2πk/N). Неравномерность диаграммы направленности кольцевой антенной решетки  в горизонтальной плоскости, в основном, обусловлена интерференцией в дальней зоне полей отдельных излучателей. Можно показать, что в этом смысле наилучшей является ориентация при Ф_из=±π/2 (тангенциальная ориентация), наихудшей - при  Ф_из = 0° (нормальная ориентация).

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.16. Кольцевая антенная решетка - система излучателей с симметрией поворота

 

        Тангенциальная ориентация позволяет увеличить расстояние между излучателями и за счёт ослабления связи между ними, снизить потери на отражение. Однако практическая реализация кольцевой антенной решетки данного типа встречает ряд серьёзных трудностей, обусловленных, прежде всего взаимным затенением излучателей. Практика показывает, что кольцевая антенная решетка с тангенциальной ориентацией могут применяться при числе излучателей не более четырёх.

На рис.14.17 схематично показана четырехэлементная кольцевая антенная решетка с тангенциальной ориентацией. Излучатели панельные, представляющие собой вертикальные вибраторы (1^\), снабженные плоскими рефлекторами (2^\). Питание такой кольцевой антенной решетки должно быть квадратурным (фазы напряжений на входах соседних излучателей отличаются на ± π/2), что может быть обеспечено, например, матрицей Батлера 4x4 или аналогичной, схема которой показана на рис.14.18. Данная матрица выполнена на основе направленных ответвителей с переходным ослаблением, в общем случае отличным от 3 дБ, соединённых отрезками кабеля равной длины.

Рис. 14.17. Четырехэлементная кольцевая антенная решетка с тангенциальной ориентацией

Рис. 14.18. Схема питания на направленных ответвителях

 

Основные её достоинства - равнозначность входов, создающих амплитудно-фазовые распределения на входах кольцевой антенной решетки, совпадающие с точностью до угла поворота диаграммы направленности, кратного ± π/2, и возможность оптимизации амплитудного распределения. Кроме того, вследствие равенства длин кабелей она более широкополосная.

Кольцевая антенная решетка с нормальной ориентацией весьма просто реализуется на примере 16-элементной решетки, в виде системы вертикальных вибраторов, расположенных равномерно вокруг цилиндрического экрана.

 

 

14.1.3.Интеллектуальные антенны для сотовых сетей 3G и транкинговых сетей TETRA

 

В настоящее время во всем мире ведутся активные работы по созданию так называемых умных антенн (Smart-antennas) для сетей сотовой связи. Необходимость таких работ обусловлена высокой плотностью абонентов в современных мегаполисах, увеличением трафика (особенно доли передаваемых данных в общем трафике по мере внедрения новых технологий), неравномерностью распределения абонентов и трафика в течение дня, недели или в связи с проведением каких-либо массовых мероприятий. Кроме того на операторов сотовых сетей давят ограниченность частотного ресурса и высокая концентрация различных сетей и радиосредств в мегаполисах.

Технология SDMA (пространственное уплотнение каналов) с применением многолучевых антенн управляемой диаграммой направленности позволит экономить либо оптимизировать распределение частотных и материальных ресурсов, одновременно подняв качество обслуживания абонентов. Пока реально внедряются лишь зарубежные антенны с механическим и электромеханическим управлением углом наклона луча. С помощью электропривода в первом случае изменяют наклон антенны, а во втором – перестраивают фазовые сдвиги элементов антенной решетки.

В СНГ ведется активная работа над созданием интеллектуальных антенн. Так, в частности, фирма «НИИДАР-ГРАД» специализируется на антеннах различного  назначения в частотных диапазонах от 100 до 6000 МГц. В ней проводятся работы над антеннами трех типов.

Первый тип - это простейшая модификация  двухдиапазонной антенны (900/1800 МГц) с Х-поляризацией предусматривает лишь электронно управляемый наклон диаграммы направленности в вертикальной плоскости.

 Второй тип - представляет собой антенну с электронно управляемыми наклоном диаграммы направленности в вертикальной плоскости и шириной диаграммы направленности  (от 30° до 100°) в горизонтальной плоскости.

Третий тип интеллектуальной антенны – это многолучевая приемопередающая антенна с независимыми управляемыми лучами, имеющая Х- поляризацию и работающая одновременно в диапазонах 900 МГц и 1800 МГц. Каждый луч по внешним командам управления, либо по программе занесенной в ПЗУ антенну, может независимо от других лучей изменять свою ширину  в горизонтальной плоскости (от 30°  до 100°) и направление максимума.  Эти антенны представляют собой многоэлементные антенные решетки, в которых формирование диаграммы направленности осуществляются  специальными диаграммообразующими  схемами в состав которых входят фазовращатели, линии задержки, коммутаторы, цифровой сигнальный процессор (DSP). Управление антеннами осуществляется с компьютера либо по сети

Изделие ГРАД-9099 PCS представляет собой двухлучевую антенную решетку, работающую в диапазоне частот 1830…1990 МГц, и предназначено для систем сотовой связи стандарта PCS (сети CDMA США) в качестве базовой приемо-передающей антенны.

……..Радиотехнические характеристики: рабочий диапазон частот – 1830…1990 МГц; количество независимо управляемых лучей (ВЧ входов) -2; поляризация – X - Pol (взаимно ортогональная, линейная с наклоном ±45° ); ширина главного лепестка диаграммы направленности (по уровню -3 дБ) в горизонтальной плоскости 30° ; 65° ; 95°; ширина главного лепестка диаграммы направленности (по уровню -3 дБ) в вертикальной плоскости - не более 12°; наклон луча в вертикальной плоскости вниз: 0° ; 2° ; 4° ; 6° ; 8° ;  развязка между входами антенны не менее 30 дБ; коэффициент усиления антенны относительно полуволнового диполя: 16,5 дБ при ширине диаграммы направленности 30°; 15 дБ при ширине диаграммы направленности 65°;   13,5 дБ при  ширине диаграммы направленности 95°; отклонение луча в горизонтальной плоскости может выбираться из ряда значений:

  -35° ; -28° ; -21° ; -14° ; -7° ; 0° ; 7° ; 14° ; 21° ; 28° ; 35° для антенны с шириной главного лепестка 30° ;

-30° ; -20° ; -10° ; 0° ; 10° ; 20° ; 30° для антенны с шириной главного лепестка 65° ;

  -15° ; 0° ; 15° для антенны с шириной главного лепестка 95°;

Антенная решетка смонтирована в корпусе, имеющем две панели, на одной из которых установлены излучатели, на другой установлены элементы питания, управления и системы распределения высокочастотных сигналов. Изменение параметров диаграммы направленности осуществляется посредством установки заданных фаз на фазовращателях антенны. Фазовые распределения хранятся в энергонезависимой памяти системы управления антенной.

Управление антенной может осуществляться с внешнего компьютера или из удаленного офиса через модем (при этом к БПУ должен быть также подключен компьютер с модемом). Разработанное программное обеспечение управления антенной предусматривает в частности формирование плана работы антенны (календарного, по дням недели и почасового графика переключений задаваемых характеристик диаграммы направленности).

Построение и принципы работы антенной решетки следующие. Два независимых луча формируются двумя антенными подрешетками, конструктивно объединёнными в одном корпусе. Для обеспечения необходимой высокочастотной развязки, антенные подрешетки имеют линейные, взаимно ортогональные поляризации с наклоном ±45°, которые формирует излучающая система, построенной на двухвходовых печатных излучателях. Каждый печатный излучатель возбуждается от собственной диаграммоформирующей схемы состоящей из фазовращателей с электронным управлением (создают необходимое для формирования диаграммы направленности фазовое распределение токов в антенной решетке) и устройства согласования и распределения высокочастотных сигналов (обеспечивает равноамплитудное распределение высокочастотных сигналов по излучателям и блокам фазовращателей). С целью уменьшения уровня боковых лепестков, антенна спроектирована таким образом, чтобы при установке синфазного распределения на фазовращателях одного столбца диаграммы направленности была отклонена на 4° к земле. Поэтому, например, для нулевого наклона диаграммы направленности антенны по углу места, луч надо электронно отклонить на 4° вверх.

14.2. Основные электрические характеристики антенн, размещаемых на корпусе подвижного объекта (автомобиля)

Размещение излучателя антенны, в целях скрытия или по эстетическим соображениям, вблизи металлических поверхностей кузова автомобиля, в углублениях (например, фар) и т.д. приводит к уменьшению сопротивления излучения, следовательно, к ухудшению согласования, сокращению рабочей полосы частот; кроме того, искажается диаграмма направленности антенны. В этом смысле, размещение вертикально поляризованной антенны на крыше автомобиля, например, вертикального штыря на металлической крыше автомобиля является оптимальным.

При смещении такой антенны от центра крыши к краям входное сопротивление будет меняться относительно мало, чего нельзя сказать о диаграмме направленности. При размещении вертикального штыря в центре металлической площадки в три λ получим приподнятую и симметричную диаграмму направленности в вертикальной плоскости (рис.14.19). Азимутальные диаграммы направленности близки к ненаправленным.

 

Рис. 14.19. Диаграмма направленности антенны в центре площадки

 

При смещении вибратора к краю площадки (рис.14.20) диаграмма направленности в вертикальной плоскости становится несимметричной: С той стороны, где вибратор  ближе  к краю, диаграмма направленности приподнята больше. Азимутальная диаграмма направленности существенно отличается от ненаправленной. Очевидно, что оптимальным местом размещения антенны является середина крыши автомобиля.

 

Рис. 14.20. Диаграмма направленности антенны сбоку площадки

 

        Размещение антенны в кузове на стекле или вблизи от него привлекательно по соображениям эстетики и удобства установки: не требуется отверстие для кабеля из кузова к антенне; внутри антенну проще закрепить, чем снаружи, и её не надо специально защищать от климатических воздействий. Однако, при этом получается проигрыш по электрическим характеристикам. Из-за затенения кузовом приходится ставить две антенны - возле переднего и заднего стекол. При этом антенны получаются разнесенными на расстояние в несколько длин волн, что приводит к наличию глубоких минимумов диаграммы направленности с боковых сторон автомобиля (рис.14.21, сплошная кривая). При наличии городской застройки минимумы диаграммы направленности заплывут из-за многолучевости .

Рис. 14.21. Диаграмма направленности системы из 2х антенн автомобиля

 

Для примера, в табл.14.1 приведены характеристики автомобильной антенны МАЗ-800 для мобильных телефонов, терминалов и модемов.

 

Таблица 14.1

14.2.1. Одночастотные антенны

 

Одночастотными мы будем называть антенны с одной относительно узкой полосой частот. Приведем примеры.

Простая штыревая антенна с КСВ не хуже 1,5 и с коэффициентом усиления равным 0дБ. Штырь выполнен из нержавеющей стали. Диаграмма направленности - как у обычного вибратора, расположенного на ограниченной металлической поверхности.

В качестве антенны подвижного средства может применяться также удлиненный штырь, при этом он делается из гибкого материала.

На рис.14.22 изображена конструкция автомобильной антенны, включающая излучающий четвертьволновой элемент для более низкого фрагмента антенны и полуволновой излучающий элемент для верхнего фрагмента. С учетом зеркального изображения, сформированного проводящей плоскостью, эта антенна действует как линейная коллинеарная антенная решётка из двух элементов, где каждый элемент полуволновой вибратор.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

                                                 Рис.14.22. Конструкция автомобильной антенны

Следовательно коэффициент усиления этой антенны должен быть больше на 3дБ, чем у простого полуволнового симметричного вибратора. Практически длина элементов может подбираться в диапазоне от 0,25 до 0,625 длин волн.

В качестве подвиных могут применяться также коллинеарные антенны небольших размеров.

Укороченные антенны удобны для подвижных объектов по соображениям эстетики и аэродинамики. На рис.14.23 представлена  схематически одна из таких антенн.  Это по существу, четвертьволновый штырь с шунтовым питанием. Согласование с фидером осуществляется выбором точки подключения питания. Антенна узкополосна, и полоса частот тем уже, чем ниже вертикальный размер, поскольку сопротивление излучения определяется, в основном, вертикальной частью антенны. Диаграмма направленности как у короткого вертикального вибратора на ограниченной металлической поверхности.

 

 

 

 

 

Рис. 14.23. Укороченная антенна.  

 

В случае, если уровень напряженности поля в месте приема низкий, используют выносные антенны. Для примера, в табл.14.2 приведены характеристики антенны А5-800 (рис.14.24) для мобильных телефонов, терминалов и модемов

Рис.14.24.Внешний вид антенны А5-800

 

 

 

Таблица 14.2

 

                             14.2.2. Многочастотные антенны

В тех случаях, когда радиооборудование подвижного объекта должно работать в нескольких, например, в двух или трех, сетях радиосвязи с разными частотными диапазонами, антенно-фидерные устройства этого объекта должны обеспечивать передачу и прием в соответствующих диапазонах. Одним из возможных путей решения этой задачи является применение многочастотных антенн, т.е. антенн, способных работать в нескольких полосах частот. Примером такой антенны может служить устройство,   изображенное   на   рис.14.25.

 

Рис. 14.25. Многочастотная антенна

 

Собственно вибратор представляет собой трубку 1, внутри которой имеется проводник 2, верхний конец которого соединен с трубкой, а нижний "заземлен" - соединен с относительно массивным основанием 3, к которому подключается экран питающего кабеля. Подобные шлейфы, как известно, обеспечивают широкополосную компенсацию реактивной составляющей входного сопротивления. Установка антенны на крыше кузова автомобиля осуществляется посредством винтов или с помощью постоянного магнита. По высокой частоте электрическая связь основания с крышей обеспечивается через емкость между ними, величина которой для используемых частот достаточна велика.

Для обеспечения трехдиапазонного согласования применяется согласующая схема в микрополосковым исполнении, конструктивно совмещенная с излучателем (расположена на основании). Схема представляет собой каскадное соединение двух "Г-образных" звеньев, каждое из которых включает шлейф, подключенный параллельно входу звена, и отрезок линии передачи с определенным волновым сопротивлением. На рис.14.26 показана схема антенны, где обозначено 2 - вибратор; 1 - шлейф внутри вибратора; 3 и 4 - элементы (линия и шлейф соответственно) выходного звена согласующей цепи; 5 и 6 - аналогичные элементы входного звена согласующей цепи; С₁ – емкость между основанием антенны и крышей кузова.

Рис. 14.26. Трехдиапазонная антенна

 

Модификации антенны данного  типа, отличающиеся настройкой согласующей цепи:

            - трехдиапазонная (диапазон 200, 300 и 400 МГц);

            - двухдиапазонная  (диапазоны  300  и  400 МГц);

            -однодиапазонная (диапазон 300 МГц).

Диаграммы направленности многочастотных антенн приблизительно такие же, как у четвертьволнового штыря над ограниченной металлической поверхностью. В более высокочастотных полосах диаграммы направленности в вертикальной плоскости несколько уже и больше прижата к земле, в низкочастотных - шире и меньше прижата.

Наличие нескольких антенн на автомобиле искажает диаграмму направленности и приводит к возникновению помех (побочных частот) на выходах передатчиков и на входах приёмников. На рис.14.27 приведены характеристики развязки между четвертьволновыми несимметричными вибраторами (штырями) над идеально проводящей поверхностью.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.27. Характеристики развязки между штырями

 

     По оси абсцисс отложено расстояние между антеннами, по оси ординат - развязка между антеннами при нагрузке неработающей антенны на согласованное сопротивление 37,5 Ом. Сплошная линия для диапазона 200 МГц, пунктирная – 300 МГц, штрих - пунктирная – 400 МГц. Очевидно, что развязка между антеннами, установленными на легковом автомобиле обычных размеров, как правило, недостаточна.

14.3. Малогабаритные антенны для ручных радиотелефонов

Главные факторы определяющие разработку портативных антенн сотового телефона - относительно большая широкополосность (около 10 %), жесткие требования по габаритам и обеспечение максимальной равномерности излучения по азимутальному углу с коэффициентом усиления приблизительно 0 дБ и выше. Равномерность излучения  и  требования  по  уменьшению  размеров  противоречат тому факту, что антенна подносится близко к голове пользователя, которая по электрическим параметрам приближается к поглощающему эллипсоиду с главной осью приблизительно равной длине волны. Голова пользователя поглощает и рассеивает электромагнитную энергию, исходящую от близко расположенной антенны так, что резко нарушается азимутальная равномерность излучения. Простой способ достичь равномерного азимутального излучения состоит в том, чтобы поднять антенну выше головы пользователя. Это решение требует неизлучающего поддерживающего антенну основания размером порядка 15 см. Антенна в виде полуволнового симметричного вибратора или подобного излучателя также имеет длину порядка 15 см. Общий размер получается порядка 30 см. Этот размер недопустим, т.к. размер сотовых телефонов должен быть не более 25 см, который приблизительно соответствует расстоянию между ртом и ушами взрослого человека. Поэтому на быстро развивающемся рынке сотовых телефонов нашли применение только относительно малогабаритные антенны.

Основной параметр для радиотелефонов эффективный коэффициент усиления антенн. Ключевая задача разработки состоит в том, чтобы максимизировать его значение в требуемом диапазоне частот. Высокое значение эффективного коэффициента усиления позволяет сократить размер и вес устройства. Кроме того высокий коэффициент усиления позволяет портативному радиотелефону работать в местах с низким уровнем напряженности поля и снизить мощность передатчика.

Ниже рассмотрим следующие типы антенн: шлейфовый симметричный вибратор, спиральную антенну, четвертьволновой штырь, низкопрофильные антенны. Эти антенны представляют большинство излучателей, используемых в технологии сотового телефона.

 

14.3.1. Антенна в виде шлейфового симметричного вибратора

 

Шлейфовый симметричный вибратор, работающей в диапазоне  800…900 МГц, изображен на рис.14.28.

 

Рис.14.28. Шлейфовый симметричный вибратор

 

Это полуволновый вибратор, питающийся с одного конца коаксиальной линией. Исходный элемент симметричный вибратор, выполняемый из проводников различных диаметров. Один из проводников соединяется с внутренним проводником коаксиальной линии, питающей антенну. Этот проводник должен иметь соответствующую длину, чтобы достигнуть хорошего согласования антенны в рабочей полосе. Проводник с большим диаметром и разомкнутым концом, во-первых, является второй половиной симметричного вибратора, а, во-вторых, выполняет функции дросселя для высокочастотных токов. Этот проводник присоединён к внешнему проводнику коаксиальной линии питающей антенну. Дроссель работает наиболее эффективно, если отрезок линии, образованной внешним проводником коаксиальной линии, и внутренней поверхностью шлейфа, резонансный. Тогда полное сопротивление этой линии Z ≈ ∞. Внешняя поверхность металлического шлейфа - часть симметричного вибратора. Его резонансная длина должна быть немного меньше четверти длины волны в свободном пространстве, что учитывается коэффициентом укорочения, зависящим от внешнего диаметра. Чем дальше от резонансной частоты шлейфа, тем меньше величина Z, токи высокой частоты потекут вниз по питающей коаксиальной линии, и будет излучать не только вибратор, но и корпус радиотелефона. Рабочий диапазон ± 5% от частоты резонанса. Если рабочая частота антенны изменяется более чем на ± 5% от частоты резонанса шлейфа, то в диаграмме направленности появляются весьма нежелательные провалы в горизонтальном направлении. Диаграмма направленности антенны на резонансной частоте приведена на рис.14.29.

 

 

 

 

 

 

 

Рис. 14.29. Диаграмма направленности шлейфового вибратора на резонансной частоте

 

 

14.3.2. Спиральная антенна

Цилиндрические спиральные антенны широко используются для портативных радиотелефонов и позволяют уменьшить размеры излучателя до удобных длин. При соответствующем выборе параметров спиральная антенна весьма эффективна по равномерности излучения и коэффициенту усиления. Рабочая полоса частот короткой спиральной антенны более узкая, чем такой же полуволновой антенны из-за большой индуктивности, которая зависит от числа и диаметра витков антенны. Из всех возможных режимов работы спиральных антенн используется режим ненаправленного излучения, которой реализуется при диаметрах спирали d значительно меньших длины волны (λ > 6d). При этом диаграмма направленности в плоскости оси спирали имеет форму "восьмёрки".

Работа четвертьволновой спиральной антенны на резонансной длине волны возбуждает значительные высокочастотные токи на корпусе радиотелефона, который становится частью излучающей системы. Высокочастотные токи корпуса телефона (как и в случае шлейфового симметричного вибратора) частично поглощаются рукой пользователя, которая должна рассматриваться как диэлектрический материал с потерями, обёрнутый вокруг корпуса. Часть токов проходит от корпуса через руку и рассеивается в плече пользователя. Таким образом получается дополнительный механизм потерь - потери коэффициента усиления приблизительно 3 дБ для человека среднего размера с сухими руками.

Использование спиральной антенны позволяет уменьшить в три и более раз длину вибраторной резонансной антенны. Спиральные антенны обычно имеют физическую длину 0,08 λ при четвертьволновой электрической длине. Физическая длина может быть еще более сокращена, но при этом резко возрастают потери.

Спиральная антенна настолько мала, что она в значительной степени затеняется головой пользователя, находясь от неё на расстоянии 2...4 см.

Провалы в диаграмме направленности спиральной антенны относительно полуволнового симметричного вибратора в свободном пространстве достигают 12 дБ. Поэтому единственным существенным достоинством спиральных антенн, которое определяет их применение для сотовых радиотелефонов, являются их небольшие размеры.

Неудовлетворительная работа спиральной антенны в портативных телефонах в диапазоне частот 800...900 МГц вынудило проектировщиков её усложнить.  

Рис.14.30. Радиотелефон со спиральной антенной

Используемые в настоящее время антенны состоят из двух спиралей - первичной, жёстко установленной на корпусе, длиной приблизительно 2 см   (при электрической длине равной четверти длины волны) и вторичной спирали длиной приблизительно 10 см (при полуволновой электрической длине), которая может размещаться внутри корпуса телефона. В выдвинутом состоянии вторичная спираль становится основным излучателем. Она запитывается концом первичной спирали, и в ней отсутствуют потери, вызванные рукой пользователя, держащегося за корпус (рис.14.30).

Уменьшение коэффициента усиления антенны в виде двойной спирали при выдвинутой спирали в свободном пространстве равно -4 дБ, а в руке    -7дБ. При не выдвинутой спирали эти значения равны соответственно -6 дБ и -13 дБ. Видно, что работа такой антенны далека от оптимальной, но даёт заметный выигрыш в сравнению с одиночной спиралью.

 

14.3.3. "Низкопрофильные" антенны

Уменьшение размеров сотовых телефонов заставило отказаться от использования традиционных излучателей (вибраторов и спиралей) и перейти на, так называемые, "низкопрофильные" конструкции. Микрополосковые антенны и "F-образные" антенны известны как типичные "низкопрофильные" антенны, которые широко применяются для радиотелефонов. Базовая конструкция "F-образной" антенны показана на рис.14.31. Эта антенна может быть получена изгибом несимметричного четвертьволнового вибратора, установленного на проводящей плоскости в "L-форму" и возбуждением в смещённой от основания точке. Согласование входного сопротивления с линией достигается выбором положения точки питания.

 

 

 

Диапазонность работы антенны увеличивается пропорционально значнию высоты Н. Развитием этой антенна стала плоскостная "F - образная антенна, в которой излучающий элемент выполняется в виде полоска на диэлектрической подложке (рис.14.32). Антенна в таком виде является одним из основных типов внутренних антенн для радиотелефонов. Она может располагаться в верхней части корпуса сбоку, сзади и сверху него.

 

14.3.4. Влияние абонента на работу радиотелефона

 

Два главных фактора необходимо учитывать при разработках любых портативных антенн радиотелефонов. Во-первых, антенны должны устанавливаться на корпусе портативного телефона и, во-вторых, необходимо учитывать, что в процессе эксплуатации радиотелефон будет находиться у человека, который может беспорядочно перемещаться в любом направлении. Нахождение антенны на корпусе радиотелефона является причиной протекания высокочастотных токов не только по антенне, но и по корпусу. Это приводит к искажению диаграммы направленности антенны. Близость абонента (оператора) и непосредственный контакт с ними приводит к уменьшению коэффициента усиления антенны и постоянному изменению поляризации излучения в окружающей среде. При эксплуатации радиотелефона его наиболее вероятные углы наклона равны 60...65°. Исследования показали, что наиболее приемлемое положение низкопрофильных антенн - это сбоку радиотелефона в его верхней части. При этом влияние пользователя минимально.

Немаловажным фактором является обеспечение безопасности пользователей с точки зрения воздействия электромагнитных излучений. Особенно это важно для подрастающего поколения. В Белоруссии уже начали изготовлять внутреннюю оболочку кармана рубашки из радиопоглощающей материи.

 

14.4.Активные антенны

 

 Активные антенны объединяют в одном устройстве антенну и активные элементы усиления, преобразования или генерации сигналов. Такие устройства выполняют объединенные функции: прием, передача, усиление, преобразование или генерация сигналов - введенными в антенну активными элементами. При этом важно, что выполнение активной антенны реализуется не просто обычным последовательным соединением ряда функциональных узлов, а обеспечивается электрически единым интегрированным устройством, в результате чего разделение активной антенны на пассивную и активную части невозможно. Это коренное отличие активной антенны или антенны-усилителя от антенны, соединенной с антенным (предварительным) усилителем, когда выход антенны и вход усилителя согласованы с волновым сопротивлением линии передачи любой длины.

Объединение антенны и активных элементов позволяет уменьшить размеры активной антенны, расширить полосу пропускания электрически коротких антенн, улучшить чувствительность приемных систем, увеличить КПД передающих систем, осуществить электронную перестройку антенн (например, управлять диаграммой направленности), добиться эффективного симметрирования при соединении симметричной антенны с несимметричной линией передачи, улучшить электромагнитную совместимость радиосистем.

Активная антенна выполняется в виде единого блока, представляя нелинейное и невзаимное устройство. В технике активных антенн понятие об антенне резонансных размеров теряет свою практическую полезность. У активных антенн термины «резонансный» и «нерезонансный» применяются в другом смысле. Под резонансной активной антенной понимают такую антенну, в которой осуществляется согласование по мощности, по коэффициенту шума между собственно антенной и усилительным прибором, а под нерезонансной - активной антенной, в которой осуществляется постоянное в широкой полосе частот деление напряжения на входе усилительного прибора.

Для метрового диапазона волн цель интеграции состоит, главным образом, в уменьшении размеров антенн и обеспечении широкой полосы пропускания (около нескольких октав). Это достигается интеграцией собственно антенны с высокоомным по входу усилителем. В данном случае активная антенна может быть нерезонансной или резонансной.

В диапазонах сантиметровых, дециметровых и частично метровых волн активные антенны являются обычно резонансными, а цель интеграции заключается, в основном, в улучшении чувствительности приемных систем, для этого обеспечивается минимум шумов на входе усилителя. Полоса пропускания при этом довольно широкая.

Одна из первых конструкций активной антенны шестидесятых годов использовала параметрический диод и предназначалась для компенсации шумов и потерь в линии передачи между антенной и приемником. Конструктивно активная антенна представляла собой симметричный вибратор, у которого внутренняя полость использовалась как резонансная структура усилителя на двух диодах. В полосе 218...222 МГц усиление активной антенны составляло около 20 дБ по сравнению с таким же симметричным пассивным вибратором.

Более удачными оказались конструкции активных антенн на туннельных диодах, они обеспечивали большой диапазон изменения полной проводимости антенны малых размеров. Собственно антенны представляли несимметричные вибраторы сложной формы. Но существенные недостатки таких активных антенн - слабая развязка по входу и выходу, малый динамический диапазон и большие размеры туннельного диода - стали основной причиной перехода к другим типам конструкций, где усилительные элементы строились на транзисторах.

Первые сверхминиатюрные интегральные антенны появились в конце шестидесятых годов - широкополосная вибраторная антенна высотой 50 см, интегрированная с транзистором. Известны конструкции щелевых активных антенн на транзисторе для диапазона 420 МГц (усиление составило 20 дБ, коэффициент шума 7...8 дБ). С семидесятых годов используются  активной антенны СВЧ диапазона, в основном это антенны диапазона 500... 1450 МГц. В качестве примера на рис.14.33 показана активная антенна в виде печатной платы и электрическая схема при выполнении условия оптимального согласования по шумам. Пассивная часть этой антенны - система связанных контуров, обеспечивающих широкую полосу пропускания частот активной антенны.

         Рис.14.33. Печатная плата и электрическая схема активной антенны

 

Данные малогабаритные активные антенны имеют малые размеры, являются миниатюрными в диапазоне СВЧ и широко применяются в мобильной радиосвязи.

Так микроминиатюрные активные антенны применялись в личных радиостанциях американских астронавтов при поддержании радиосвязи вне космического корабля. Они монтировались в гермошлемах и представляли плоские спирали со встроенными активными элементами. На частоте 300 МГц такая активная антенна имела КПД до 80%, полосу пропускания около 3 МГц, высота составляла примерно 2 см, то есть λ/50.

Для переносных радиоприемников разработана эффективная активная антенна, так называемая мини-антенна диапазона 10 кГц...50 МГц, состоящая из штыря высотой 3,8 см, электронной части и небольшого диска на вершине штыря. Электронная схема - трехкаскадный усилитель на микросхемах. С увеличением высоты мини-антенны увеличивается уровень сигнала. Например, при высоте мини-антенны над землей 1 м она на частоте 40 кГц эквивалентна по эффективности 800-метровой штыревой антенне.

Не так давно была предложена автомобильная штыревая антенна-усилитель диапазонов 40, 120 МГц (рис.14.34). Антенна представляет трубчатый штырь высотой 356 мм и диаметром 90 мм. Конструкция обладает высокой механической прочностью, позволяет разместить электронную схему внутри трубки, чем обеспечивается влагозащита. Латунный цилиндр 1 создает удлиняющую емкость; необходимая для согласования индуктивность выполнена в виде печатной катушки, размещенной внутри цилиндра вместе с активной частью. Активная часть антенны - стандартная микросхема двухкаскадного малошумящего усилителя. Первый каскад обеспечивает согласование по шумам, второй - с кабелем типа РК-50.

Рис.14.34.Автомобильная штыревая активная антенна

 

Диаграмма направленности в горизонтальной плоскости почти круговая. Уровень принимаемого сигнала в среднем на 8 дБ больше уровня сигнала пассивного широкополосного диполя при коэффициенте шума в антенне-усилителе 3…8 дБ. Такая активная антенна заменяет 4-метровую штыревую антенну.

При использовании на подвижных объектах активных антенн типа штырей, в том числе частично выполненных в виде пружины, можно уменьшить длину вибраторов в 2 - 4 раза или до 15…30 см при сохранении чувствительности автомобильного приемника. Штыревые активные автомобильные антенны типа ALPHA-3, ВЕТА-3 имеют два электронных усилителя, размещенных в основании зеркала заднего вида, сама антенна расположена на багажнике в районе заднего стекла. Высота антенны не более 40 см. Активный вибратор превосходит обычный штырь по отношению сигнал / шум на 10 дБ, диапазон частот составляет от 150 до 800 МГц. Основа антенны - стержень из нержавеющей стали, при этом обеспечивается наклон антенны относительно корпуса подвижного объекта на 20⁰…30⁰ за счет имеющейся в нижней части спиральной пружины.

 

14.5. Мачтовые антенны подвижных объектов

 

При работе мобильных радиосредств на стоянке или остановке могут использоваться мачтовые конструкции антенн. Это позволяет увеличить действующую длину антенн, уменьшить потери в земле, улучшить направленные свойства, увеличить дальность прямой видимости. Но при использовании мачтовых антенн необходимо считаться с ограничениями, накладываемыми размерами и грузоподъемностью соответствующей транспортной базы, возможностью применения антенн с допустимым временем развертывания и свертывания.

На подвижных объектах чаще всего применяются одномачтовые антенны, развертываемые на составных или телескопических мачтах высотой от 7…8 до 25 м. Последние устанавливаются непосредственно на транспортном средстве. Полотна антенн изготавливаются из бронзового или медного антенного канатика диаметром от 2 до 6 мм. Антенное полотно выполняется комбинированным с различной ориентацией проводов и развертывается в зависимости от типа антенн и питания (симметричного и несимметричного) в виде V-образной антенны, вертикального полуромба, однопроводной антенны бегущей волны, λ-образной антенны, наклонного луча, симметричного вибратора, Т- и Г-образной антенн, работающих в метровом и части дециметрового диапазонов волн. Малая длина волны делает возможным применение на подвижном объекте антенн, не уступающих по электрическим характеристикам стационарным антеннам базовых станций аналогичного типа. В этих диапазонах широко используются слабонаправленные антенны земных волн - несимметричные вибраторы или штыревые антенны резонансных размеров, размещаемые либо на корпусе объекта, либо на вершине мачты. Нижняя часть штырей (противовесы, компенсаторы) - стандартные возимые проводники или часть отрезков верхнего яруса оттяжек, подключаемых к мачте. Из-за большой высоты установки антенн при h₁ » λ диаграммы направленности в вертикальной плоскости получаются изрезанными вследствие интерференции прямых и отраженных от поверхности земли волн.

При использовании несимметричных антенн второй зажим передатчика (приемника) подключают к противовесу, обладающему большой емкостью, чем достигается сокращение резонансных размеров антенны по сравнению с соответствующей симметричной антенной и уменьшение тепловых потерь в земле. Часто в роли противовеса выступает корпус подвижного объекта - чем он меньше, тем больше сопротивление потерь в земле и в антенном контуре. Потери растут при приближении корпуса подвижного объекта к земле. Для повышения КПД антенны к корпусу подвижного объекта дополнительно подключают проволочные противовесы, располагаемые на малой высоте или непосредственно на земле.

В случае несимметричных (штыревых) антенн с противовесами или наклонных лучей проводимость земли оказывает влияние на направленные свойства антенн в горизонтальной плоскости, что обусловливается наличием горизонтальной составляющей электрического поля, ориентированной в направлении распространения (рис.14.35.а). Направленность в горизонтальной плоскости невелика (рис.14.35.б), но ее можно использовать для повышения энергетики радиолинии; больший сигнал будет в направлении, противоположном наклону луча антенны. Противовес корпуса подвижного объекта следует ориентировать на базовую станцию. Диаграмма направленности антенны в вертикальной плоскости имеет вид, представленный на рис.14.35.в.

 

Рис.14.35.К влиянию земли на направленные свойства антенн

 

 Антенны с такими диаграммами направленности, максимумы которых ориентированы вдоль земли или ближе к зениту, относят к классу антенн комбинированного излучения.

Некоторые виды направленных УКВ антенн подвижных объектов с бегущей волной тока - симметричные и несимметричные переменнофазные антенны с длиной каждого луча не менее длины волны: V-образная наклонная антенна (VH), однопроводная антенна бегущей волны (ОАБВ), вертикальный полуромб (ВПР), λ-образная антенна (λА) изображены на рис.13.36.

 

 

Рис.14.36.Конструкции антенн бегущей волны

 

Любая из этих антенн, кроме ОАБВ, развертывается на стоянке на мачте высотой от 3 до 12 - 16 метров в виде однопроводного полотна (в антенне VH - два однопроводных луча). ОАБВ подвешивается на нескольких мачтах - стойках высотой h = 0,5…l м, располагаемых последовательно вдоль антенного полотна, ориентируемого в направлении на корреспондента.

Направленность каждой из антенн обусловлена созданием в них режима бегущей волны за счет размеров полотна в несколько длин волн и нагрузочного сопротивления R_н на конце провода, равного его волновому сопротивлению. Величина R_н составляет от 400 до 600 Ом. Под резистором R_н на поверхности земли расположены проводники противовеса, расходящиеся в радиальных направлениях. Их длина равна l_пр = 1…1,5 м. Переменнофазные антенны могут не иметь нагрузочных сопротивлений, тогда полотно выполняется из нескольких проводников, расходящихся по экспоненте от точек питания, при этом режим бегущей волны обеспечивается за счет плавного уменьшения волнового сопротивления полотна от этих точек.

Однонаправленное излучение переменнофазной антенны получается при синфазном сложении полей, создаваемых участками полотна с бегущей волной тока. Поле антенн ОАБВ, ВПР и λА в плоскости полотна будет вертикально поляризованным, антенны VH - горизонтально поляризованным в плоскости биссектрисы угла раствора. В остальных направлениях поля антенн имеют обе компоненты - вертикальную и горизонтальную. Малая высота подвеса ОАБВ значительно увеличивает потери в земле, что существенно снижает КУ антенны. Уменьшению потерь способствует сухая почва, либо преобразование ОАБВ в антенны ВПР, λА. Вариантом приемных одномачтовых антенн являются развертываемые на мачте высотой до 9…12 м веерообразно 6 - 8 лучей с углом раствора около 20⁰. Все провода заводят на антенный коммутатор и далее к приемнику либо по отдельности, либо в паре.  Второй вариант дает антенну VH с углами от 20⁰ до 120⁰. Конфигурация диаграмм направленности в горизонтальной и вертикальной плоскостях определяется оптимальными углами раствора. На рис.13.37 показаны внешний вид антенны из наклонных лучей, диаграммы направленности антенн VH и одиночного луча на разных частотах, а также положение максимумов углов возвышения диаграммы направленности β_max.

 

 

Рис.14.37.Внешний вид антенны VH  и ее характеристики направленности

 

Из графиков рис.14.37 следует, что в низкочастотной части УКВ диапазона оптимальный угол раствора 2θ ≈ 60⁰, а на более высоких частотах для VH-антенны угол 2θ составляет от 20⁰ до 40…46⁰. Одиночные лучи часто применяются и на подвижных объектах, и на базовых станциях.