Микроэлектроника

УЗБЕКСКОЕ АГЕНТСТВО ПОЧТЫ И ТЕЛЕКОММУНИКАЦИЙ

ТАШКЕНТСКИЙ ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ СВЯЗИ

Х.К. АРИПОВ, А.М. АБДУЛЛАЕВ, Г.Н. КУЗЬМИНА,

Е.В.ОБЪЕДКОВ, Э.Т.ИШДАВЛЕТОВА

кафедра электронных и

квантовых приборов

ЭЛЕКТРОННЫЕ ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ

И МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

Р а з д е л

МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

К о н с п е к т л е к ц и й

для бакалавров по направлению

5 522300 – Телекоммуникации

Рекомендовано для

5 140900 – Педагог по телекоммуникации

5 521900 – Информатика и информационные технологии

5 522500- Радиотехника

Ташкент – 2002

Х.К. Арипов, А.М. Абдуллаев, Г.Н. Кузьмина, Е.В.Объедков, Э.Т.Ишдавлетова. Микроэлектроника. Конспект лекций – Ташкент: ТЭИС, 2002, 104 с. План 2001/2002 г.

В конспекте лекций обобщен и систематизирован материал по разделу «микроэлектроника» курса «Электронные и квантовые приборы и микроэлектроника». Отличительной особенностью конспекта является наличие концептуальных диаграмм, соответствующих содержанию изучаемых тем. Они должны помочь при самостоятельном изучении курса.

Конспект лекций предназначен для бакалавров соответствующих направлений и профилей.

Ответственный редактор:

д.ф –м.н., проф. Арипов Х.К.

Рецензент:

д.ф-м.н., проф. Баходирханов М.С.

Лекция 1. Микроэлектроника, ее содержание и методы

1.1 Концептуальная диаграмма

~~ЛЕКЦИЯ № 1~~

1.2. Цели и задачи микроэлектроники

Микроэлектроника - современное направление электроники, включающее исследование, конструирование и производство интегральных схем (ИС) и радиоэлектронной аппаратуры на их основе. Основной задачей микроэлектроники является создание микроминиатюрной аппаратуры с высокой надежностью и воспроизводимостью, низким энергопотреблением и высокой функциональной сложностью.

Успехи в конструировании и технологии позволили изготовлять в едином технологическом цикле целые функциональные узлы и из состава изделий полностью или частично исключать электрорадиодетали и приборы.

Одним из наиболее важных технологических приемов микроэлектроники является интегральная технология, дающая возможность на одной пластине создавать группы схемно соединенных между собой элементов. Используя интегральную технологию, можно изготовлять схемы на высокопроизводительных автоматизированных установках, одновременно выпуская значительное количество идентичных по параметрам функциональных узлов.

Функциональные узлы, выполненные по интегральной технологии, называют интегральными микросхемами (ИС) или просто микросхемами.

Основные преимущества интегральных микросхем по сравнению с аналогичными схемами на дискретных компонентах - малые габариты, малая масса, и повышенная механическая прочность. При их производстве требуются меньшие затраты за счет применения высокопроизводительного автоматизированного оборудования, возможно существенное сокращение ручного труда и получение лучших характеристик схем благодаря идентичности параметров компонентов. Повышенная надежность за счет уменьшения количества сварных соединений, автоматизации технологических операций и снижения вероятности выхода из строя отдельных элементов, изготовленных в едином технологическом цикле. При эксплуатации таких приборов без существенных затрат может быть введено резервирование, что повышает надежность их работы.

Следует подчеркнуть, что в микроэлекторнике используются те же теоретические положения, что и в электронных узлах, выполненных на дискретных компонентах. Однако с ее развитием изменился подход к схемотехническому решению отдельных функциональных узлов и устройств. При интегральной технологии значительное увеличение числа активных компонентов существенно не изменяет стоимости изделий. Поэтому используют возможность улучшения каких-либо параметров путем введения дополнительных активных или пассивных элементов.

Принципиальные схемы ИС значительно сложнее своих аналогов, выполненных на дискретных компонентах.

Терминология в микроэлектронике упорядочена ГОСТами и стандартами СЭВ (СТ 1623-79, ГОСТ 17021-75).

Интегральная схема (микросхема) - микроэлектронное изделие, выполняющее определенную функцию преобразования, обработки сигнала, накапливания информации и имеющее высокую плотность электрически соединенных элементов (или элементов и компонентов), которые с точки зрения требований к испытаниям, приемке, поставке и эксплуатации рассматриваются как единое целое.

Элемент - часть интегральной схемы, реализующая функцию какого-либо электрорадиоэлемента, которая не может быть выделена как самостоятельное изделие. Под радиоэлементом понимают транзистор, диод, резистор, конденсатор и т.п. Элементы могут выполнять и более сложные функции, например логические (логические элементы) или запоминание информации (элементы памяти).

Компонент - часть интегральной схемы, реализующая функцию какого-либо радиоэлемента, которая может быть выделена как самостоятельное изделие. Компоненты устанавливаются на подложке микросхемы при выполнении сборочно- монтажных операций. К простым компонентам относятся бескорпусные диоды и транзисторы, специальные типы конденсаторов, малогабаритные катушки индуктивности и др. Сложные компоненты содержат несколько элементов, например диодные или транзисторные сборки.

При разработке технической документации в ИС используются термины "корпус", "подложка", "плата", "полупроводниковая пластина", "кристалл", "контактная площадка" и др.

Корпус - часть конструкции ИС, которая защищает кристалл от внешних воздействий. Типы и размеры корпусов, а также число вводов и их расположение стандартизированы. На корпусе имеется "ключ" или корпус выполняется несимметричной формы, что эквивалентно ключу, который необходим для правильного нахождения выводов микросхемы.

Подложка ИС - заготовка, предназначенная для изготовления на ней элементов гибридных и пленочных ИС, межэлементных и межкомпонентных соединений, контактных площадок.

Плата ИС - часть подложки (или вся подложка), на поверхности которой выполнены пленочные элементы, контактные площадки и линии соединений элементов и компонентов.

Полупроводниковая пластина - заготовка, используемая для создания ИС (иногда с выполненными на ней элементами).

Кристалл ИС - часть пластины, полученная после ее резки, когда на одной пластине выполнено несколько функциональных устройств.

Контактные площадки - металлизированные участки на кристалле, предназначенные для присоединения к выводам корпуса ИС.

Бескорпусная микросхема - ИС, содержащая кристалл и выводы (применяется для создания микросбкорбок).

Критерием сложности ИС, т.е. числа N содержащихся в ней элементов и простых компонентов, является степень интеграции, определяемая коэффициентом k = lg N,значение которого округляется до ближайшего целого числа. Так, ИС первой степени интеграции (k=1) содержит до 10 элементов и простых компонентов, второй степени интеграции (k=2) - свыше 10 до 100, третьей степени интеграции (k=3) -свыше 1000 до 10 000 и т.д. Интегральную схему содержащую 500 и более элементов, изготовленных по биполярной технологии, или 1000 и более, изготовленных по МДП-технологии, называют большой интегральной схемой (БИС). Если число N превышает 10 000, то ИС называют сверхбольшой (СБИС). На смену СБИС приходят так называемые ультрабольшие интегральные схемы (УБИС), содержащие на одном кристалле от нескольких сотен тысяч до нескольких миллионов элементов.

Важным показателем качества технологии и конструкции ИС является плотность упаковки элементов на кристалле - число элементов, приходящихся на единицу площади. Кроме уменьшения размеров элементов для повышения плотности элементов на кристалле используется совмещение нескольких (обычно двух) функций некоторыми областями полупроводникового кристалла, а также трехмерные структуры, разделенные диэлектрическими прослойками.

Уровень технологии характеризуется минимальным технологическим размером ∆, т.е. наименьшими достижимыми размерами легированной области в полупроводниковой области в полупроводниковом слое на поверхности, например, минимальной шириной эмиттера, шириной проводников, расстояниями между ними. Для полупроводниковых ИС уменьшение по мере совершенствования технологии приводит к улучшению их электрических параметров, например повышению быстродействия из-за снижения паразитных емкостей p-n-переходов, увеличению крутизны полевых транзисторов.

По функциональному назначению ИС подразделяются на аналоговые и цифровые. В аналоговых ИС сигнал изменяется как непрерывная функция. Самая распространенная аналоговая ИС - так называемый операционный усилитель, а также ИС диапазона сверхвысоких частот. Цифровые ИС предназначены для преобразования и обработки сигналов, представленных в дискретном виде.

Конструктивно-технологическая классификация ИС отражает способ изготовления и получаемую при этом структуру. По этому критерию различают полупроводниковые и гибридные ИС. В полупроводниковых ИС все элементы и межэлементные соединения изготовлены в объеме и на поверхности полупроводника. В полупроводниковых монолитных ИС все элементы схемы (диоды, транзисторы, резисторы и т.д.) выполнены на основе одного кристалла полупроводникового материала, так называемой активной подложки (обычно монокристалл кремния).

В пленочных ИС все элементы представляют собой пленки, нанесенные на диэлектрическое основание (пассивную подложку). Различают тонкопленочные и толстопленочные ИС.

В гибридных ИС на диэлектрической подложке изготовляются пленочные пассивные элементы (резисторы, конденсаторы) и устанавливаются навесные активные и пассивные компоненты. Промежуточным типом ИС являются совмещенные интегральные схемы, в которых транзисторы изготавливаются в активном слое кремния, а пленочные резисторы и диоды - как и проводники на изолирующем слое двуокиси кремния.

По типу применяемых активных элементов (транзисторов) интегральные схемы делятся на ИС на биполярных транзисторах (биполярных структурах) и ИС на МДП-транзисторах (МДП-структурах).

ИС обычно являются законченным электронным узлом определенного функционального назначения, соответствующие активные и пассивные элементы и компоненты которого выполнены групповым методом с использованием определенных технологических приемов.

1.3. Определение и общая характеристика аналоговой и интегральной схемотехники как научно - технической дисциплины. 3 основных аспекта: физический, технологический и схемотехнический

Аналоговая и интегральная схемотехника – одна из трех составных частей микроэлектроники и представляет собой систему принципов, методов и способов построения различного рода информационного-преобразовательных устройств и радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) в целом на основе комплексного использования специфических свойств микрообъемов полупроводников, диэлектриков и проводников, а также процессов в этих объемах и на их границах.

Принципы развития современной схемотехники обусловлены особенностями интегральной технологии.

Один из основных принципов - схемотехническая избыточность - объясняется технологичностью транзисторов одного типа и нежелательностью применения различных электронных приборов в одной микросхеме. Применение резисторов (самых дешевых элементов дискретной схемотехники) в интегральных микросхемах (ИМС) сопряжено с проблемами теплового баланса и экономии площади подложки. Стоимость полупроводниковой ИМС определяется не столько количеством элементов, сколько площадью подложки, а резистор занимает на подложке намного больше места, чем транзистор. Конденсаторы в современных электронных устройствах, на основе операционных усилителей, используются наряду с резисторами только в качестве навесных элементов схем ~~на основе операционных усилителей.~~ Намоточные элементы (дроссели, трансформаторы,……) в электронных преобразователях в рамках интегральной технологии оказались самыми дорогими элементами. Поэтому инженеры схемотехники различными путями исключают их из электронной аппаратуры.

Температурная стабилизация параметров электронных узлов достигается применением согласованных элементов в симметричных схемных конфигурациях. Типичные представители симметричных схемных конфигураций (дифференциальный усилитель, токовое зеркало) - обязательные компоненты современной аналоговой ИМС. Все элементы интегральной микросхемы, изготавливаются в полупроводниковом монокристалле в едином технологическом цикле, что и способствует согласованию их параметров (одинаковому изменению параметров под воздействием внешних факторов).

Второй принцип, который необходимо учитывать при изучении современной схемотехники, обусловлен непрерывном ростом степени интеграции микросхем.

Универсальность ИМС должна сохраняться при увеличении ее функциональной сложностиью. Принципом сохранения универсальности сложнейших электронных микросхем объясняется борьба за рынки сбыта продукции ведущих электронных фирм, острейшая конкуренция между ними и относительно низкая стоимость современных электронных устройств.

В соответствии с принципом универсальности в основу развития цифровой схемотехники положена алгебра логики и в результате появились такие ИМС как микропроцессор. Современный микропроцессор, содержащий несколько миллионов транзисторов, остается универсальным элементом электронной аппаратуры. В рамках аналоговой схемотехники принцип универсальности привел к базовому элементу - операционному усилителю (ОУ). На основе ОУ с помощью "навесных" элементов можно формировать любые аналоговые преобразователи, которые требуются в средствах телекоммуникации. Для унификации разработок аналоговых преобразователей выделено пять основных аналоговых функций: усиление, сравнение, ограничение, перемножение и частотная фильтрация. В схемотехнике аналоговых преобразователей используются также аналоговые эталоны: стабильные источники э.д.с. и тока. К ним относятся стабильные источники постоянного напряжения, постоянного тока, генераторы гармонических колебаний.

Изучая схемотехникуа аналоговых ИМС, можно выделить типовые узлы: дифференциальные каскады, генераторы стабильного тока, выходные каскады на комплементарных парах транзисторов. Невозможность использования рРазделительных конденсаторов между каскадами в ИМС привело к необходимости согласования режимов покоя всех каскадов и проблеме "дрейфа нуля". Необходимостью согласования режимов покоя каскадов обусловлено использование биполярных источников питания и схем сдвига уровня постоянного напряжения.

Удачные схемные решения, выдержавшие проверку временем, дали возможность существенно уменьшить влияние разброса параметров полупроводниковых элементов, их зависимость от температуры на параметры электронных узлов.

1.4. Основные направления развития аналоговой и цифровой схемотехники

Рождение и внедрение микроэлектроники означало не только воплощение старых схемотехнических решений РЭА на новой микроэлементной основе, обеспечивающей целостность всего технологического процесса создания самых сложных преобразовательных устройств, но и обусловило появление таких схемотехнических решений, которые присущи только микроэлектронике и вне ее немыслимы. Последнее связано отчасти с тем, что уже сама микроминиатюризация естественно ставит ряд ограничений на возможность прямого использования многих элементов, свойственных дискретной электронике (конденсаторов, катушек индуктивности, трансформаторов, резисторов). Эти ограничения касаются, прежде всего, значений номиналов указанных элементов, точности воспроизведения и стабильности их параметров. Приходится искать обходные пути и заменять относительно простые, но громоздкие пассивные преобразовательные элементы или устройства на более сложные в схемотехническом отношении активные системы, реализующие такую же функцию преобразования. С технологической точки зрения такая замена легко осуществима, поскольку методы микроэлектроники открывают практически неограниченные возможности одновременной реализации большого числа транзисторных (или диодных) структур в малом объеме полупроводника, имеющих очень близкие друг к другу электрические и температурные параметры. Остается лишь найти соответствующее схемотехническое решение. Как показывает опыт, микроэлектронные устройства такого типа не только не уступают, но превосходят по качеству устройства на дискретных элементах. Это обусловлено большой степенью надежности микросистем и возможностью введения в них избыточного количества активных элементов для придания передаточным функциям вида, сколь угодно близкого к требуемому. На пассивных дискретных элементах этого добиться нельзя, в силу наперед заданности и неуправляемости свойств этих элементов.

Вторая причина рождения особой микроэлектронной схемотехники связана с тем, что в отличие от РЭА на дискретных элементах, где рабочими процессами являются чисто электрические процессы в микроэлектронных изделиях определяющими процессами являются процессы электронные, со всей их спецификой и взаимосвязями. Более того, в ряде микроэлектронных изделий используются процессы даже не чисто электронные, а смежные с ними-такие, например, как электронно-оптические, фото-электронные, магнито-электронные, электро-акустические и т.п. Таким образом, сами цепи в микроэлектронике являются не сколько электрическими, сколько электронными. Существенный отпечаток на принципы и методы микросхемотехники накладывает также то обстоятельство, что вследствие большой плотности упаковки микроэлементов и значительной взаимосвязи между ними свойства системы не так непосредственно слагаются из свойств отдельных элементов, как это имеет место в РЭА на дискретных элементах.

Как известно, магистральным направлением современной микросхемотехники является направление, обеспечивающее цифровые методы обработки информации. Предпочтение цифровым методам перед аналоговыми отдается потому, что в этом случае снижаются требования к стабильности параметров основных элементов и вместе с тем обеспечивается более высокая точность преобразования. Цифровые устройства обладают характеристиками, которые по ряду признаков просто недоступны аналоговым системам.

Что касается точности, то заметное ее ограничение в аналоговых системах проистекает из самого существа аналогового сигнала, воплощающегося в физическую величину, изменяющуюся по непрерывному закону. Аналоговый преобразователь поэтому должен обладать очень высокой степенью стабильности и воиспроизводимости определяющих его параметров, слабой их зависимостью от внешних условий (температуры, влажности, давления, времени работы и т. д.), чтобы выходной сигнал был адекватен требуемой трансформации входного сигнала. Нестабильность значений параметров преобразователя влечет искажение сигнала, повышение уровня шумов, дрейф “нулевого” состояния и т.д. В силу этого не удается, к примеру, изготовить активный фильтр высокого порядка, приемлемым по требованиям к динамическому диапазону избирательной способности.

Цифровые преобразователи оперируют с сигнальными величинами всего двух уровней с достаточно большим перепадом между ними, так что случайные и систематические изменения электрических параметров элементов преобразователя не могут вызвать искажения информационного содержания сигнала. Достоверность преобразования существенно повышается. Расширяются и функциональные возможности преобразователя. Упомянутый выше активный фильтр высокого порядка не представляет труда исполнить в цифровой схемотехнике с практическим любым диапазоном и любой наперед заданной избирательностью. Правда, цифровые реализации на 1-2 порядка сложнее аналоговых по числу элементов и имеют заметно меньшее быстродействие при одинаковой по качеству элементной базе. Однако усложнение и увеличение элементного состава микросхем не представляет принципиальной преграды и не влечет существенного увеличения стоимости изделий. Что касается быстродействия, то и здесь получены вполне обнадеживающие результаты на базе использования ряда новых явлений и свойств полупроводников, совершенствования технологии производства и развития принципов микросхемотехники, Поэтому современная радиоэлектроника-это интегральная микроэлектроника, где цифровым интегральным схемам (сложным цифровым автоматам) принадлежит ведущая роль.

Из сказанного не следует, однако, что аналоговые системы вытесняются или будут вытеснены полностью. Сигнал, каким бы не было его физическое воплощение, - это носитель информации, которая, в конечном счете, должна быть воспринята органами чувств человека. Но рецепторный аппарат человека работает как аналоговый преобразователь. Кроме того, все окружающее человека и в самом человеке происходящие макропроцессы – суть изменения, протекающие по непрерывному закону. Значить, начальный и конечный этапы преобразования сигналов просто не могут не быть аналоговыми. Это требует разработки и создания соответствующих аналогово-цифровых (АЦП) и цифро-аналоговых (ЦАП) преобразователей в интегральном исполнении. Функционально полные информационные системы обязательно требуют наличия аналоговых схем выборки-хранения информации, активных аналоговых фильтров и т. д. Наконец, весьма широк круг задач, в которых на первое место выдвигается быстродействие устройства и простоата его реализации, а не высокая точность преобразования. Аналоговые микросхемы в этом случае незаменимы.

Велико многообразие изделий аналоговой и особенно цифровой микросхемотехники. Велика сложность этих изделий. Однако, как первая, так и вторая ветви микросхемотехники основываются на использовании некоторого, довольно ограниченного, числа базовых ячеек. Такими базовыми ячейками аналоговой микросхемотехники, например, являются генератор стабильного тока ( ГСТ), дифференциальный усилитель, устройство сдвига уровня постоянного напряжения, выходной каскад, повторитель тока, повторитель напряжения и т. д. Наиболее употребительными являются первые четыре названные базовые ячейки. На их основе могут быть реализованы операционные усилители и аналоговые умножители, являющиеся универсальными устройствами аналоговой интегральной микросхемотехники. На основе указанных устройств может быть решена практически любая функциональная задача в рамках аналоговых преобразований.

Точно также может быть названа и совокупность наиболее употребительных базовых ячеек и устройств цифровой микросхемотехники, на основе которой синтезируются устройства любой функциональной сложности.

Фундаментальным базовым элементом любой интегральной микросхемы (ИМС) является транзисторная структура. В зависимости от способа подключения ее частей эта структура работает или как единое целое, т.е. как активный транзистор, или как диод, емкость или резистор. Параметры этих “производных” элементов определяются технологией создания транзисторной структуры (способ введения примесей, температура и время) и заданными размерами частей структуры. Таким образом, при выбранной технологии создания транзисторных структур, параметры создаваемых производных элементов будут достаточно однозначно определяться площадью соответствующих частей структуры.

В соответствии с этим, проектирование ИМС заданного функционального назначения распадается на два этапа. Первым этапом является проектирование электрической схемы и расчет оптимальных значений электрических параметров элементов схемы. Вторым этапом является проектирование и расчет топологии элементов схемы, при которой реализуются найденные на первом этапе значения электрических параметров и сводится до минимума влияние на передаточную характеристику ИМС паразитных взаимодействий ее элементов. Исходными данными для этих расчетов являются значения параметров, определяющих характеристики активных транзисторов ИМС. Представление о значениях этих параметров можно получить, изготовив транзистор по избранной технологии и заданной топологии.

1.5. Интегральные микросхемы (ИМС) и их классификация. Серии ИМС

Микросхемы часто выполняются в виде серий, к которым относится ряд типов микросхем с различным функциональным назначением, имеющие единое конструктивно-технологическое исполнение и предназначенных для совместного использования.

Тип микросхемы указывает на конкретное функциональное назначение и определение конструктивно-технологического и схемо-технического решения. Каждый тип микросхемы имеет свое условное обозначение. Ниже на конкретных примерах показана система условных обозначений микросхем широкого применения.

Система условных обозначений (маркировка) микросхем для широкого применения состоит из шести элементов, например:

К 1 55 ЛА 1, К Р 1 118 ПА 1Б, К Б 1 402 УЕ 1-1

1 3 4 5 6 1 2 3 4 5 6 1 2 3 4 5 6

Первый элемент (буква К) - показывает, что микросхема предназначена для устройств широкого применения. Микросхемы, предназначенные для экспорта, (шаг выводов 1,27 и 2,54 мм), перед буквой К имеют букву Э.

Второй элемент (вторая буква) - это характеристика материала и типа корпуса: А - пластмассовый планарный корпус (четвертого типа); Е-металлополимерный корпус с параллельным двухрядным расположением выводов (второго типа); И - стеклокерамический планарный корпус (четвертого типа); М - металлокерамический, керамический или стеклокерамический корпус с параллельным двухрядным расположением выводов (второго типа); Н - кристаллоноситель (безвыводной); Р - пластмассовый корпус с параллельным двухрядным расположением выводов (второго типа); С-стеклокерамический корпус с двухрядным расположением выводов; Ф-микрокорпус.

Бескорпусные микросхемы характеризуются буквой Б (перед номером серии), а в конце условного обозначения через дефис вводится цифра, характеризующая модификацию конструктивного исполнения: 1 - с гибкими выводами; 2 - с ленточными выводами, в том числе на полиамидной пленке; 3 - с жесткими выводами; 4 - неразделенные на общей пластине; 5 - разделенные без потери ориентировки; 6 - с контактными площадками без выводов (кристалл).

Третий элемент (одна цифра) - указывает группу микросхемы по конструктивно-технологическому признаку: 1, 5, 6, 7 - полупроводниковые; 2, 4, 8 - гибридные; 3 - прочие (пленочные, керамические, вакуумные).

Четвертый элемент (две или три цифры) - определяет порядковый номер разработки серии. В совокупности третий и четвертый элементы обозначают номер конкретной серии.

Пятый элемент (две буквы) - обозначают функциональное назначение микросхемы. В зависимости от выполняемых функций микросхемы подразделяются на подгруппы (генераторы, триггеры, усилители) и виды (преобразователи длительности, напряжения, частоты).

Шестой элемент - порядковый номер разработки в конкретной серии (среди микросхем одного вида). Следующие затем буквы от А до Я указывают на разработку (допуск на разброс) по электрическим параметрам.

Вопросы

1. Дайте определение термина "микроэлектроника".

2. Как определяется степень интеграции микросхем и каковы ее значения?

3. Каковы основные различия между полупровподниковыми, пленочными, гибридными и совмещенными ИМС?

4. Что представляет собой аналоговая и интегральная схемотехника и чем обусловлены основные принципы развития современной схемотехники?

5. Чем объясняется предпочтение цифровых методов обработки информации перед аналоговыми?

6. Каковы критерии классификации ИМС?

7. Опишите систему обозначений ИМС.

Лекция 2. Активные и пассивные элементы ИМС

2.1. Концептуальная диаграмма

2.2. Полупроводниковые ИМС. Активные и пассивные элементы полупроводниковых ИМС и их особенности.

Обычно каждому полупроводниковому элементу схемы соответствует локальная область полупроводникового материала, свойства и характеристики которой обеспечивают выполнение функций дискретных элементов (транзисторов, резисторов, конденсаторов и др.). Каждая локальная область, выполняющая функции конкретного элемента, требует изоляции от других элементов. Соединения между элементами согласно электрической схеме обычно выполняются с помощью напыленных на поверхность полупроводникового кристалла металлических проводников или высоко- легированных полупроводниковых перемычек. Такой кристалл заключается в герметизированный корпус и имеет систему выводов для практического применения микросхемы. Таким образом, полупроводниковая ИМС представляет собюой законченную конструкцию. Тип конструкции полупроводниковых ИМС определяется: полупроводниковым материалом; технологическими методами создания локальных областей и формирования в них элементов; методами изоляции элементов в кристалле; типом и структурой используемых транзисторов.

Большинство полупроводниковых ИМС изготовляют на основе монокристаллического кремния, хотя в отдельных случаях используют германий. Это объясняется тем, что кремний по сравнению с германием обладает рядом физических и технологических преимуществ, важных для создания элементов ИМС.

Основными технологическими процессами изготовления полупроводниковых ИМС называют те, с помощью котороых создаются локальные области в полупроводниковом материале и формируются переходы, структуры и элементы схемы. К ним относятся: локальная диффузия легирующих примесей в кремний, ионное легирование и эпитаксиальное наращивание монокристаллических слоев кремния на кремниевую пластину, имеющую противоположный тип электропроводности. В связи с этим, все полупроводниковые ИМС по технологическим признакам подразделяются на две группы: ИМС, изготовляемые с применением только процессов диффузии, и ИМС, при изготовлении которых сочетаются процессы эпитаксиального наращивания, диффузии и ионного внедрения примесей. Технологию изготовления микросхем первой группы называют планарно-диффузионной, а второй группы - планарно-эпитаксиальной.

Основу конструкции полупроводниковых ИМС составляет транзисторная структура, которая является базовой для реализации всех входящих в систему активных и пассивных элементов.

Особенностью структуры полупрводниковых ИМС является то, что все элементы изготовляются в едином технологическом процессе. Поэтому эпитаксиальные и диффузионные слои, образующие области различных ~~параметров~~ элементов, имеют одинаковые параметры. Так, напримиер, для создания резисторов используют обычно те слои, которые образуют эмиттер или базу биполярного транзистора, а для создания диодов и конденсаторов - те же переходы, что и в структуре транзистора. Поскольку транзисторная структура является наиболее сложной и определяющей в конструкции микросхемы, все предназначенные для реализации других элементов слои и переходы называются в соответствии с областями транзистора, независимо от того, в каком элементе они используются.

2.2.1. Интегральные резисторы

Резисторы интегральных схем изготавливаются на основе диффузионных слоев транзисторной структуры (эмиттерной и базовой области), эпитаксиального слоя коллектора или с помощью ионного легирования.

Диффузионные резисторы (ДР) изготовляют одновременно с операцией создания базовой или эмиттерной области транзистора путем использования соответствующих масок. Структура таких ДР показана на рис.2.1 Сопротивление ДР представляет собой объемное сопротивление участка диффузионного слоя, ограниченного границей p-n–перехода, который находится в закрытом состоянии. При создании ИС параметры диффузионных слоев выбираются с целью получения требуемых характеристик n–p–n–транзисторов, поэтому необходимое значение сопротивления определяется при данных параметрах диффузионных слоев только выбором конфигурации и геометрических размеров тела резистора (рис. 2.2). При этом форма и размеры контактов К к ДР выбираются такими, чтобы сопротивление приконтактных областей было значительно меньше сопротивления объема, использованного для создания ДР.

Длина l однополоскового ДР не может превышать размера кристалла (1…5 мм), ширина же ограничена минимальной шириной окна в маске для диффузии примеси (2, 5…3 мкм), а также паразитной боковой диффузией в окне. Типичные значения сопротивлений ДР, которые можно получить при выбранной величине удельного сопротивления r полупроводника, лежат в диапазоне 0,25r < R < 10⁴r. Нижний предел ограничен сопротивлением контактных областей, верхний – максимальной площадью, отводимой для резистора на кристалле. Воспроизводимость номинальных значений сопротивления ДР, изготовленных на одном кристалле, имеют один и тот же знак, поэтому отношение сопротивлений воспроизводится с высокой точностью и температурный коэффициент этого отношения мал (0, 15…0, 3 % / °С) по сравнению с отдельным резистором.

На основе эмиттерной области создаются резисторы с небольшими сопротивлениями (3…100 Ом) с температурным коэффициентом сопротивления ( ТКС = 0, 01…0, 02 % / °С ), так как удельное сопротивление эмиттерного слоя мало.

Большое сопротивление имеют так называемые пинч – резисторы («канальные», «закрытые», «сжатые»). Они создаются на основе нижней слаболегированной области базового слоя с большим удельным сопротивлением, имеющей меньшую площадь сечения (рис.2.3). Максимальное сопротивление таких резисторов 200…300 кОм при простейшей полосковой конфигурации. Однако пинч – резисторы имеют большой разброс номиналов (до 50 %) из –за трудности воспроизведения толщины нижней части p-слоя и большого температурного коэффициента сопротивления (ТКС = 0, 3…0, 5% / °С) при слабом легировании. У пинч – резистора n⁺-слой и p-слой закорочены металлизацией и соединены с выводом резистора, имеющим наибольший положительный потенциал вс структуре. Такое соединение обеспечивает обратное включение всех переходов структуры пинч – резистора, а ВАХ оказывается такой же, как у полевого транзистора с управляющим переходом. ВАХ пинч- резистора имеет начальный линейный участок до напряжения 1. . . 1, 5 В, а пробивное напряжение составляет 5…7 В и определяется эмиттерным переходом.

Ионно-легированные резисторы. Для получения больших сопротивлений в слоях структуры можно использовать ионное легирование, которое позволяет реализовать малую концентрацию примеси, т. е. вВысокое удельное сопротивление. Могут быть достигнуты сопротивления в сотни килоом со сравнительно низким ТКС и хорошим допуском (± 10 %). Однако в ионно-легированных резисторах усложняется получение хорошего омического контакта из – за очень малых ширины и толщины резисторов.

Следует отметить, что интегральный резистор любого типа имеет паразитную емкость С относительно подложки или изолирующего кармана. Граничная частота f_гр = 1 / 2 p RC для типичного диффузионного резистора на основе базового слоя составляет 10…15 МГц. На более высоких частотах необходимо учитывать распределенный характер C и R, так что сопротивление становится комплексным. В случае использования диэлектрической изоляции вместо изоляции p-n –переходом f_гр может быть увеличена в несколько раз при тех же размерах.

Тонкопленочные резисторы в совмещенных ИС могут быть созданы на поверхности слоя защитного диэлектрика. По сравнению с полупроводниковыми резисторами они имеют более высокие граничные частоты вследствие меньших паразитных емкостей, более высокие точности изготовления и низкий ТКС.

2.2.2. Интегральные конденсаторы

В интегральных полупроводниковых конденсаторах роль диэлектрика могут выполнять обедненный слой обратновключенного p –n –перехода, а роль обкладок – легированные полупроводниковые области и ли напыленные металлические пленки. Характеристики конденсаторов полупроводниковых ИС невысоки, а для получения больших емкостей необходимо использовать значительную часть площади кристалла. Поэтому при проектировании полупроводниковых ИС стремятся исключать конденсаторы.

Диффузионные конденсаторы (ДК). Для их формирования может быть использован любой p –n –переход: коллектор – подложка, база – коллектор, эмиттер – база, скрытый n⁺-слой – изолирующая p⁺ -область. Барьерная емкость обратновключенного перехода зависит от напряжения. Эмиттерный переход обладает наибольшей удельной (на единицу площади) емкостью, но малым пробивным напряжением и низкой добротностью. К недостаткам ДК следует отнести необходимость строгого соблюдения полярности напряжения, так как переход должен включаться в обратном ~~напряжении~~ направлении для повышения дифференциального сопротивления (повышения добротности).

МДП – конденсаторы (рис.2.4). Нижней обкладкой в нем является n⁺-слой, а верхней – пленка алюминия. Диэлектриком служат тонкие слои SiO₂ или Si₃N₄. Нитрид кремния предпочтителен вследствие большой диэлектрической постоянной, но двуокись кремния более доступна. Толщина диэлектрика составляет 0, 05…0, 12 мкм. Недостаток МДП- конденсатора в составе биполярных ИС – необходимость дополнительной операции по созданию тонкого слоя диэлектрика.

Тонкопленочные МДП – конденсаторы используют в совмещенных ИС. Они состоят из двух металлических слоев, разделенных слоем диэлектрика. В качестве металлических обкладок используют алюминий или тантал. В первом случае диэлектриком является Al₂O₃, во втором – Ta₂O₅. Диэлектрическая постоянная Ta₂O₅на порядок выше, чем у большинства других диэлектриков, но этот окисел не пригоден для работы на высоких частотах. МДМП-конденсаторы (как и МДП- конденсаторы) работают при любой полярности напряжения. Недостаток МДМП- конденсаторов – удлиненный технологический процесс изготовления и выход из строя при пробое диэлектрика.

2.3. Методы изоляции элементов

2.3.1. Общие сведения

В полупроводниковых ИС используются как биполярные, так и МДП – структуры. Различие в структурах, а также способах электрической изоляции элементов приводит к различию функциональных возможностей электрических характеристик.

Технологии изготовления биполярных и МДП – транзисторов близки, хотя есть и некоторые особенности: необходимость специальных процессов для изоляции элементов в биполярных схемах и процессов получения тонких пленок подзатворного диэлектрика в МДП – схемах.

Технологический процесс производства полупроводниковых ИС многооперационный и длительный. Общее число технологическх операций превышает 500, а длительность технологического цикла – до 50 дней.

При создании полупроводниковых ИС малой и средней степени интеграции широко используются способы изоляции обратновключенным p–n – переходом и диэлектрическими пленками двуокиси кремния. Для БИС разработана технология изоляции с одновременным использованием p–n–перехода и диэлектрических пленок.

2.3.2. Изоляция p – n – переходом

На рис. 2.5 показана структура интегрального n-p-n-транзистора, изолированного p-n–переходом. В этом транзисторе подложкой является кремний p-типа; на ней созданы эпитаксиальный n-слой и так называемый скрытый n⁺-слой.~~. Изолирующий~~ p–n–~~переход создается путем диффузии акцепторной примеси на глубину, обеспеч~~и~~вающую соединение образующихся при этой диффузии~~ p-~~областей с~~ p-~~подложкой. В этом случае эпитаксиальный~~ n-~~слой разделяется на отдельные~~ n-~~области (изолирующие “карманы”), в которых создаются потом транзисторы. Эти област~~и ~~будут электрическ~~и ~~изолированы только в том случае, если образовавшиеся~~ p–n–~~переходы имеют обратное включение.~~.

Изолирующий p–n–переход создается путем диффузии акцепторной примеси на глубину, обеспечивающую соединение образующихся при этой диффузии p-областей с p-подложкой. В этом случае эпитаксиальный n-слой разделяется на отдельные n-области (изолирующие “карманы”), в которых создаются потом транзисторы. Эти области будут электрически изолированы только в том случае, если образовавшиеся p–n–переходы имеют обратное включение.Это достигается, если потенциал подложки n-p-n-транзистора будет наименьшим из потенциалов точек структуры. В этом случае обратный ток через p–n–переход незначителен и практически исключается связь между n-областями (карманами) соседних транзисторов.

2.3.3. Изоляция коллекторной диффузией

При этом способе (рис.2.6) исходным является создание на подложке p –Si равномерного эпитаксиального p –слоя, а в определенных местах под ним – скрытого n⁺-слоя. Затем производят диффузию доноров через маску и создают боковые n⁺-области, касающиеся скрытого n⁺-слоя. В отличие от рис.2.5. Образуется карман p –типа для создания p –базы и n- эмиттера. Совокупность скрытого n⁺-слоя и боковых n⁺-областей будет выполнять в транзисторе функцию коллекторной области с выводом К на поверхности. Переход между n⁺-областями и подложкой и обеспечивает изоляцию от другого элемента ИС, если подложка имеет наименьший потенциал.

2.3.4. Изоляция диэлектрическими пленками

На рис.2.7 показана последовательность операций изоляции элементов тонкими диэлектрическим пленками. На исходной пластине n-кремния выращивается эпитаксиальный n⁺-слой (рис.2.7,а). На поверхности пластины анизотропным травлением на глубину 20 . . . 30 мкм создаются канавки треугольной (V – образной) формы (рис.2.7,б). Рельефная поверхность термически окисляется, так что получается изолирующая пленка SiO₂ толщиной около 1 мкм. ~~Затем на поверхность~~ ~~SiO~~₂ ~~наносится слой высокоомного поликристаллического кремния толщиной 200~~…~~250 мкм (рис.2.7~~ ~~,в). Исходный монокристалл~~ n-~~кремния сошлифовывается снизу до тех пор, пока не вскроются вершины вытравленных канавок (рис.2.7,г), в результате чего образуются~~ и~~золированные друг от друга слоем~~ ~~SiO~~_{2 2}м ~~онокристаллические области (карманы). Потом в этих карманах будут создаваться элементы интегральной схемы.~~ ~~монокристаллические области (карманы). Потом в этих карманах будут создаваться элементы интегральной схемы.~~

Затем на поверхность SiO₂ наносится слой высокоомного поликристаллического кремния толщиной 200…250 мкм (рис.2.7 ,в). Исходный монокристалл n-кремния сошлифовывается снизу до тех пор, пока не вскроются вершины вытравленных канавок (рис.2.7,г), в результате чего образуются изолированные друг от друга слоем SiO₂монокристаллические области (карманы). Потом в этих карманах будут создаваться элементы интегральной схемы.

Диэлектрическая изоляция позволяет на несколько порядков снизить токи утечки и на порядок удельную емкость по сравнению с p–n–переходом. Существенным недостатком диэлектрической изоляции является необходимость точной шлифовки. Диэлектрические канавки могут быть и прямоугольной формы.

2.3.5. Совместная изоляция p–n–переходом и диэлектрическими пленками

При этом варианте (рис.2.8) изоляция p–n–переходом осуществляется внизу структуры и слоем SiO₂ на поверхностях прямоугольных или V – образных канавок.

2.3.6. Интегральные схемы на непроводящих подложках

Паразитные емкости между отдельными элементами и емкости между элементами и подложкой снижают быстродействие ИС. Эти емкости можно существенно уменьшить заменой полупроводниковой подложки на непроводящую, например сапфировую (структура «кремний на сапфире», КНС). На сапфире (рис.2.9) выращивается эпитаксиальный слой n –кремния толщиной 1…3 мкм. «Островки» создаются локальным травлением кремния до сапфирной подложки. В островках создаются транзисторные структуры. После этого воздушные зазоры между островками заполняются изолирующим поликристаллическим кремнием, на поверхности которого создаются соединения элементов схемы.

2.4. Гибридные ИМС. Тонкопленочные и толстопленочные элементы

Гибридные ИС имеют ряд преимуществ: они допускают применение широкого диапазона номиналов пассивных элементов, меньшие пределы допусков и лучшие электрические характеристики этих элементов (более высокая добротность, температурная и временная стабильность, меньшее число паразитных элементов и их влияние). В гибридных ИС могут применяться почти любые дискретные компоненты, в том числе полупроводниковые интегральные схемы.

Лучшие параметры пленочных пассивных элементов и навесных компонентов в сочетании с надежностью изоляции обеспечивают гибридным пленочным ИС явное преимущество перед полупроводниковыми в тех случаях, когда указанные свойства существенны. В пленочных гибридных ИС можно обеспечить большее значение рассеиваемой мощности.

Стоимость оборудования, необходимого для производства тонкопленочных гибридных ИС определенного типа, значительно меньше, чем для производства полупроводниковых ИС того же типа. Поэтому минимальное количество выпускаемых ИС, при котором производство становится рентабельным, также меньше при гибридно-пленочной технологии. Особенно эта технология перспективна для аналоговых ИС. Однако большое число контактных узлов сварных (паяных) соединений несколько снижает надежность гибридных ИС по сравнению с полупроводниковыми, но использование при их производстве пленочных и навесных предварительно отобранных пассивных активных компонентов определяет широкое применение гибридных ИС.

Основными конструктивными и схемными элементами и компонентами как тонкопленочных, так и толстопленочных гибридных ИС являются: диэлектрические подложки;; пленочные резисторы, конденсаторы, проводники и контактные площадки; пленочные RC-, RL - и RCL-структуры; навесные бескорпусные пассивные компоненты; корпуса.

Подложки служат диэлектрическим механическим основанием для пленочных и навесных элементов и для теплоотвода. Для маломощных гибридных ИС в качестве материала подложки можно применять бесщелочные боросиликатные стекла, а также ситаллы (стеклокристаллические материалы). Для мощных ИС применяют керамику (поликор), а для особо мощных – бериллиевую керамику, имеющую очень высокую теплопроводность. Если требуется обеспечить хороший теплоотвод, высокую механическую прочность и жесткость конструкции, то применяют металлические подложки из алюминия, покрытого слоем диэлектрика, или эмалированной стали. Габаритные размеры подложек стандартизированы (60´48 мм). Обычно на подложке групповым методом изготовляют несколько гибридных ИС. Толщина подложки составляет 0, 35…0, 5 мм.

Пленочные резисторы. В качестве резистивного материала тонкопленочных резисторов используют чистые металлы и сплавы с высоким удельным сопротивлением, а также специальные резистивные материалы – керметы, которые состоят из частиц металла и диэлектрика, например хрома и окиси кремния SiO₂. Широко распространены пленки хрома и тантала. Для изготовления толстопленочных резисторов применяют специальные пласты, наносимые через маску на подложку. После термообработки образуется резистивная стеклоэмаль.

Резисторы сложной конфигурации используются в тонкопленочных гибридных ИС для получения больших сопротивлений. Это позволяет несколько сэкономить площадь и оптимально разместить другие элементы и компоненты.

Пленочные конденсаторы. Конструктивно пленочный конденсатор представляет собой трехслойную структуру металл – диэлектрик – металл, расположенную на изолирующей подложке. В качестве диэлектрика для тонкопленочных конденсаторов используют окислы полупроводников и металлов: окись кремния SiO и окись германия GeO с высоким диэлектрическими постоянными, окись Ta₂O₅ и др. Для толстопленочных конденсаторов применяют пасты, содержащие в качестве наполнителей титанат бария или двуокись титана, которые имеют высокую диэлектрическую постоянную. Большинству требований, предъявляемых к обкладкам конденсаторов, удовлетворяет алюминий. Для изготовления обкладок тонкопленочных конденсаторов чаще всего применяют алюминий и тантал. Обкладки толстопленочных конденсаторов изготавливают из паст с высоким содержанием таких металлов, как паладий, золото и др.

Тонкопленочные индуктивности – плоские спирали из проводящего материала. Иногда они имеют квадратную форму. Площадь, занимаемой одной спиральной катушкой, в ИС не превышает 1 см², ее индуктивность примерно 10 мкГн, добротность около 100.

Компоненты. В качестве компонентов гибридных ИС используются полупроводниковые интегральные схемы, БИС, диодные транзисторные матрицы, миниатюрные резисторы, конденсаторы, индуктивности, дроссели и трансформаторы, Способы монтажа компонентов на плате гибридной ИС должны обеспечивать сохранность их форм, параметров и свойств, отвод теплоты, стойкость к термоциклированию, вибрациям и ударам.

2.5. Особенности физических процессов в планарно-эпитаксиальных БТ, их свойства и характеристики

В отличие от дискретного транзистора в интегральном транзисторе используется, как правило, изолирующий p–n-переход, а все выводы расположены с одной стороны кристалла. Необходимость изолирующего p–n- перехода приводит к появлению паразитного транзистора, который в значительной мере влияет на параметры основного транзистора.

На рис.2.10 показано сечение структуры n–p–n–транзистора, который изготовлен по планарно-эпитаксиальной технологии. Этот транзистор получил самое широкое распространение, так как обладает лучшими чем у p–n–p–транзистора, параметрами более прост в изготовлении.

Для создания n-p–n–транзистора необходима исходная пластинка (подложка) p-Si, в которой сначала диффузией доноров созданы локальные n⁺ -слои (будущие скрытые n⁺-слои), а затем сверху создается однородный эпитаксиальный n–слой. Разделение этого слоя на n–карманы производится диффузией акцепторов вокруг скрытого n⁺-слоя. Потом последовательно диффузией акцепторов и доноров в каждом кармане создаются базовая и эмиттерная области. Под коллекторным алюминиевым контактом (К) создана переходная n⁺-область, необходимая для получения невыпрямляющего (омического) контакта алюминия со слабо легированной коллекторной n–областью. Изоляция транзисторной структуры от соседних структур осуществляется с помощью p – n–переходов: по бокам структуры переходом n –коллектор - p–подложка (или p⁺ -слой), а снизу переходом между скрытым n⁺ -слоем и p–подложкой.

В результате использования технологии компенсированных полупроводников наибольшая концентрация основных носителей оказывается в эмиттерной области, что принято отражать знаком «плюс» в обозначении типа транзистора (n⁺ -p –n). Однако этот знак часто опускается для упрощения записи. Особенностью интегрального транзистора является также то, что распределение концентрации примеси в базовой области неоднородное, т. е. иИнтегральный транзистор принципиально становится дрейфовым.

Теперь объясним назначение скрытого n⁺-слоя между базовой и коллекторной областями. На рис.2.10 изображена штрихами одна из линий тока от эмиттера к коллектору. Рабочей (активной) частью транзистора является вертикальная область, расположенная под донорной частью эмиттера. Остальные части объема можно условно назвать пассивными, так как их наличие обусловлено конструктивно-технологическими причинами (необходимо обеспечить выводы от базовой и коллекторной областей на верхнюю поверхность). Вывод коллектора К оказывается удаленным от активной части коллекторной области, находящейся под эмиттером. Увеличение путей носителей в высокоомной коллекторной области до внешнего контакта приводит к возрастанию сопротивления R_кк_¢ объема коллекторной области в модели, а следовательно, к ухудшению характеристик транзистора ( снижение быстродействия и увеличение напряжения U_кэ в режиме насыщения ). Если имеется скрытый n⁺-слой, то ток в пассивной части объема практически идет к коллектору через этот низкоомный слой.

Характерной особенностью интегрального n-p–n–транзистора является появление в его структуре паразитного p–n–p–транзистора. Эмиттером этого транзистора служит p–база n–p–n–транзистора, базовой областью – коллекторная n–область n–p–n–транзистора, а коллекторной областью – p-подложка. На рис. 2.11 штрихпунктирной линией показано разделение элементов паразитного p–n–p–транзистора и основного n–p–n–транзистора (без скрытого n⁺-слоя).

Как уже отмечалось, подложка должна иметь наименьший потенциал в структуре, чтобы обеспечить изоляцию обратновключенным p–n-переходом. Это требование определяет возможные режимы работы паразитного транзистора: он будет нормальным активным, если n–p–n–транзистор находится в режиме насыщения, в режиме отсечки, когда n–p–n–транзистор работает в нормальном активном режиме. В последнем случае влияние паразитного p–n–p–транзистора сводится лишь к увеличению коллекторной емкости основного транзистора на величину емкости C_кп перехода коллектор – подложка. Чтобы в первом случае уменьшить ответвление (утечку) коллекторного тока n–p–n–транзистора в p-слой подложки, имеющий наименьший потенциал, необходимо, чтобы коэффициент передачи тока паразитного транзистора a_ПАР был очень малым. Это автоматически достигается при сильнолегированном n⁺-слое, входящим в состав базовой области паразитного транзистора (a_ПАР» 0,01). Однако в этом случае паразитный транзистор потребляет значительный ток, идущий в подложку через цепь эмиттер -база паразитного транзистора, а не через его коллекторный переход. Следует заметить, что при использовании диэлектрической изоляции паразитный транзистор отсутствует, но паразитная емкость коллектор-подложка остается.

2.6. Интегральные диоды.

Интегральные диоды создаются на основе структуры интегрального транзистора. Любой p-n-переход транзистора может быть использован для формирования диодов. Пять возможных вариантов интегральных диодов показаны на рис.2.12 с помощью условных обозначений:

БК – Э: на основе перехода база – эмиттер с коллектором, закороченным с базой (U_кб =0);

Б – Э: на основе перехода база – эмиттер с разомкнутой цепью коллектора (I_к = 0);

БЭ – К: на основе перехода коллектор – база с эмиттером, закороченным с базой (U_эб = 0);

Б – К: на основе перехода база – коллектор с разомкнутой цепью эмиттера (I_э = 0);

Б – ЭК: закорочены эмиттер и коллектор (U_кэ =0);

В буквенных обозначениях вариантов диодов сдвоенные буквы относятся к закороченным электродам.

Варианты интегральных диодов различаются как вольт-амперными характеристиками, так параметрами. На рис. 2.121 указаны емкость полученных диодов C_д. Емкость максимальна при параллельном включении переходов (вариант Б – ЭК). Паразитная емкость на подложку С_п шунтирует на землю вывод диода ( считается, что подложка заземлена ). Емкость С_п, как правило, совпадает с емкостью С_кпКП коллектор – подложка. Однако в варианте Б – Э емкости С_кп и С_к включены последовательно, и результирующая емкость оказывается минимальной:

С_п = С_кпС_к / (С_кп+ С_к ).

Пробивные напряжения зависят от используемого перехода; он меньше в тех вариантах, где используется эмиттерный переход.

Обратные тепловые токи, т.е. токи без утечки, зависят от объема переходов и поэтому меньше для тех вариантов, у которых используется только эмиттерный переход, имеющий наименьшую площадь (БК- Э, Б – Э).

Время восстановления обратного тока при переключении диода из открытого состояния в закрытое минимально у варианта БК-Э, в котором заряд накапливается только в базовом слое, так как коллекторный переход закорочен. В других вариантах заряд накапливается как в базе, так и в коллекторе.

Сравнивая варианты, можно сделать вывод, что в целом оптимальным вариантом являются БК – Э и Б – Э. Малые пробивные напряжения этих вариантов (7…8 В) не играют существенной роли в низковольтных ИС. Чаще используется вариант БК – Э.

Остановимся особо на интегральном стабилитроне. Он может быть создан на основе структуры интегрального транзистора в различных вариантах в зависимости от требуемого напряжения стабилизации и его температурного коэффициента. Обратное включение диода Б – Э используют для получения напряжения 5. . . 10 В с температурным коэффициентом ±(2. . . 5) мВ/°С. Диод работает в режиме лавинного пробоя. Обратное включение диода БЭ – К применяют для получения напряжения 3. . 5 В ( используется явление «прокола» базы ) при температурном коэффициенте – (2. . .3) мВ/°С. Один или несколько последовательно включенных диодов БК – Э в прямом направлении позволяют получить напряжение 0, 7 В или кратное ему значение с температурной чувствительностью - 2 мВ/°С. В температурно- компенсированных стабилитронах (рис.2.13), сформированных на основе базового и эмиттерного слоев, при подаче напряжения между n⁺-слоями один переход работает в режиме лавинного пробоя, а второй – в режиме прямого включения. Температурная чувствительность этих двух переходов противоположна по знаку, поэтому температурная чувствительность такого стабилитрона менее ±2 мВ/°С.

Во многих ИС предпочтение отдается диодам с барьером Шоттки, имеющим меньше размеры и большее быстродействие, чем интегральные диоды на основе p-n-переходов. Диоды с барьером Шоттки (рис.2.14) создают нанесением непосредственно на n–полупроводник. Высота барьера зависит от используемого металла. Так как для межэлементных соединений обычно используется алюминий, то его целесообразно применять для формирования диодов Шоттки, как это делается в интегральных транзисторах с диодом Шоттки. Указанные диоды имеют высоту потенциального барьера примерно о 0, 7 В, но ~~воспроизводимость~~воспроизводимость их параметров низкая. Сечение диода Шоттки, показанное на рис.2.14, представляет следующие элементы: 1-металл, образующий с n – полупроводником барьер Шоттки; 2-металл, обеспечивающий омический контакт с n⁺- областью. Контакты 1 и 2 являются выводами диода Шоттки. В лучших диодах Шоттки вместо Al используют сплав платины Pt и никеля Ni. Изменяя соотношение компонентов, можно получить высоту барьера от 0, 64 В (100% Ni) до 0, 84 В (100% Pt). Диоды с гораздо меньшей высотой барьера ( от 0, 53 до 0, 59 В ) получают при использовании сплава тантала и вольфрама.

2.7. Распределение концентрации легирующих примесей в структурных областях планарного и планарно-эпитаксиального БТ

Транзистор является основным элементом ИМС, поэтому исходя из предъявленных к нему требований выбирают физическую структуру различных областей, т.е. задаются определенными электрофизическими парамеатрами, к числу которых относятся: концентрации легирующих примесей, подвижности электронов и дырок, времена жизни и скорости рекомбинации подвижных носителей заряда, диэлектрическая проницаемость исходного полупроводникового материала.

Выбранная диэлектрическая структура транзистора используется для расчета остальных элементов ИМС.

Рассмотрим в качестве примера транзистор ИМС, элементы которой изолированы обратно смещенным p-n-переходами. Транзистор такой схемы содержит следующие слои: эмиттерный, базовый, коллекторный, эпитаксиальный, а также скрытый высоколегированный.

Все эти слои изготовляются на исходном высокоомном основании полупроводникового материала, обычно кремния. Удельное объемное сопротивление подложки должно быть большим (1-10 Ом·см), чтобы обеспечить получение высокого пробивного напряжения перехода коллектор-подложка и малую барьерную емкость. Толщину подложки выбирают достаточно большой (0,25-0,40 мм), чтобы она выдерживала механические нагрузки в процессе обработки.

Уровень легирования эпитаксиального n-слоя выбирают исходя из противоречивых требований: для получения высокого пробивного напряжения и малой емкости перехода коллектор-база уровень легирования должен быть низким, а для получения низкого последовательного сопротивления коллекторной области - ·высоким. В большинстве случаев удельное сопротивление эпитаксиального слоя составляет 0,1-0,5 Ом·см, а толщина его измерения в пределах от 2,5 до 10 мкм. Использование тонких эпитаксиальных слоев (до 3 мкм) позволяет существенно уменьшить паразитные емкости и тем самым увеличить плотность размещения элементов и повысить максимальную рабочую частоту ИМС.

Последовательное сопротивление коллекторной области транзистора регулируется путем введения в его структуру скрытого n⁺-слоя. В области коллектора, где формируется омический контакт, проводится диффузия донорной примеси для образования n⁺-области. Этим обеспечивается предотвращение инверсии слаболегированного эпитаксиального слоя, так как алюминий, используемый при выполнении омического контакта, является акцептором. В структуре со скрытым высоколегированным слоем последовательное сопротивление коллекторной области составляет обычно 10-50 Ом.

Уровни легирования эмиттерной и базовой областей также выбирают с учетом нескольких противоречивых требований. В частности, для увеличения коэффициента инжекции эмиттера и повышении пробивного напряжения перехода эмиттер-база уровень легирования базовой области необходимо понижать. Однако это привело бы к недопустимому возрастанию паразитного омического сопротивления между базовым контактом и активной областью базы. Кроме того, если поверхностная концентрация базового слоя становится менее 5·10¹⁶ см^-3 , то на поверхности этого слоя возможно образование инверсной n-области, наводимой несконпенсированным положительным неподвижным зарядом, локализованным в покрывающем поверхность слое оксида. В результате между коллекторной и эмиттерной областями может возникнуть проводящий слой. Увеличение уровня легирования эмиттера требуется для получения более высокого коэффициента инжекции. Но при очень высоких уровнях легирования, близких к пределу растворимости соответствующей примеси в кремнии (до 10²¹см^-3), возникают искажения структуры кристаллической решетки, что в свою очередь вызывает уменьшение времени жизни неосновных носителей заряда в эмиттере и, следовательно, уменьшение коэффициента инжекции.

На рис.2.15, а показана структура планарно-эпитаксиального транзистора полупроводниковой ИМС со скрытым n⁺-слоем. Его отличие от дискретного транзистора подобного типа заключается в том, что коллекторный вывод выполнен с верхней стороны исходной подложки, что и обуслоавливает более высокое последовательное сопротивление коллекторной области. Диодная изоляция островка вокруг коллекторной области интегрального транзистора вносит два паразитных элемента: диод Д_кп на переходе коллектор-подложка и емкость С_кп на том же переходе, как показано на рис.2.15, б. Структура между эмиттерным, базовым и коллекторным контактами на рис.2.15,б электрически эквивалентна дискретному транзистору. Те или иные числовые значения номиналов сопротивления r_к и емкости С_кп зависят от геометрической конфигурации и расположения транзистора на подложке. Скрытый n-слой обеспечивает низкоомный путь тока от активной коллекторной области к коллекторному контакту и уменьшает паразитное влияние транзистора p-n-p между базой p-типа и подложкой n-типа при прямом смещении. Типичное распределение концентраций примесных атомов в структуре планарно-эпитаксиального транзистора полупроводниковой ИМС показано на рис.2.16.

Расплывание примесного профиля внутри скрытого n⁺-слоя (кривая 1) обусловлено диффузией атомов примеси из высоколегированного слоя исходной подложки в эпитаксиальный слой как непосредственно в процессе эпитаксиального наращивания, так и при последующих высокотемпературных процессах. Для типичных структур с изоляцией p-n-переходом при толщине эпитаксиального слоя 8-10 мкм область расплывания, отсчитанная от верхней поверхности исходной подложки p-типа, составляет 3-4 мкм. Поверхностное сопротивление материала скрытого n⁺-слоя обычно изменяется в пределах 12-18 Ом / . Область расплывания профиля в n-слое можно уменьшить, если в качества легирующих элементов использовать элементы с меньшими коэффициентами диффузии, например мышьяк или сурьму.

Пунктирная прямая 2 на рис.2.16 соответствует распределению примесных атомов в эпитаксиальном слое, которое обычно является однородным. Выбор значения удельного объемного сопротивления эпитаксиального слоя r_эп обусловлен необходимостью обеспечения достаточно высокого напряжения пробоя перехода база-коллектор. Кривая 3 соответствует распределению примесных атомов акцепторного типа в базе. Уравнение этой кривой приблизительно может быть представлено гауссовской функцией, а типичные значения удельного поверхностного сопротивления составляют 120-200 Ом / . Распределение атомов эмиттерной примеси донорного типа представлено кривой 4. При формировании эмиттерной области транзисторной структуры в качестве легирующего элемента обычно используют фосфор. Поверхностная концентрация атомов эмиттерной примеси примерно соответствует пределу их растворимости при температуре диффузии, т.е. составляет величину порядка 10²¹ см^-3. Ширину базовой области транзистора, заключенной между коллекторным и эмиттерным переходами, обычно выбирают в пределах 0,6-0,8 мкм с допустимыми отклонениями, составляющими ±0,1 мкм.

Внутри базовой области транзистора, изготовленного методом двойной диффузии, возникает сильное электрическое поле, обусловленное действием градиента примесной концентрации. Поэтому перенос неосновных носителей заряда через базу осуществляется как за счет диффузии, так и за счет дрейфа под действием электрического поля. Поскольку толщина активной области базы очень мала, время пролета неосновных носителей заряда через базу не является основным фактором, определяющим частотные свойства транзистора ИМС. В большинстве случаев частотные характеристики схем в наибольшей степени зависят от паразитных емкостей переходов и последовательных сопротивлений областей транзистора. Влияние паразитных параметров может быть уменьшено за счет максимально возможного уменьшения геометрических размеров транзистора, допускаемого разрешающей способностью процесса фотолитографии.

Поэтому перенос неосновных носителей заряда через базу осуществляется как за счет диффузии, так и за счет дрейфа под действием электрического поля. Поскольку толщина активной области базы очень мала, время пролета неосновных носителей заряда через базу не является основным фактором, определяющим частотные свойства транзистора ИМС. В большинстве случаев частотные характеристики схем в наибольшей степени зависят от паразитных емкостей переходов и последовательных сопротивлений областей транзистора. Влияние паразитных параметров может быть уменьшено за счет максимально возможного уменьшения геометрических размеров транзистора, допускаемого разрешающей способностью процесса фотолитографии.

2.8. Внутреннее поле в эмиттерной и базовой областях транзисторов.

Независимо от способа изготовления и изоляции для планарно-эпитаксиальных транзисторов специфичным является неравномерное распределение примесей в базовых и эмиттерных областях, характер которого определяет основные параметры и свойства транзисторов. После формирования структуры транзистора распределение диффундирующей примеси в каждой структурной области имеет вид, показанный на рис.2.16. При этом распределение примеси в базовой области подчиняется функции Гаусса, а в эмиттерной оно близко к функции erfc. Однако на основные параметры транзистора определяющее влияние оказывает характер результирующего примесного распределения, определяемого как

(2.1)

где N_д(x) = N_э(x)+N_к - концентрация донорной примеси; N_а(x) = N_б(x) - концентрация акцепторной примеси.

В точках эмиттерного x_э и коллекторного x_к металлургических переходов результирующая концентрация примесей равна нулю:

½x=x_э,x_к=0 (2.2)

Такое неравномерное распределение результирующей примеси приводит к возникновению в транзисторной структуре внутренних статических электрических полей, напряженность которых определяют решением уравнения плотности токов для каждой структурной области.

В эмиттерной области, где основными носителями заряда являются электроны, обусловленные ионизированными атомами донорной примеси, возникает внутреннее статическое поле, напряженность которого

(2.3)

где 0 £ x X £ xX_э.

Вектор напряженности этого поля направлен к эмиттерному переходу, и поле является тормозящим для неосновных носителей заряда (дырок), инжектируемых эмиттерным переходом из базы в эмиттер.

В базовой области, где основными носителями являются дырки, напряженность статического поля

(2.4)

где xX_э £ xX £ xX_к.

Однако, функция Е_б(x) является знакопеременной, поскольку производная на участке x_э- x_к меняет свой знак, поэтому вектор напряженности электрического поля характеризуется двумя взаимно противоположными направлениями. На участке x_э £ x £ x_т он направлен от эмиттерного перехода. Величина d = x_т-x_э представляет собой участок базовой области, на котором внутреннее статическое поле тормозит неосновные носители заряда, инжектируемые в базу. На участке же x_к- x_т поле является ускоряющим. Наличие в планарно-эпитаксиальной структуре транзистора внутренних статических полей не только определяет характер (механизм) переноса носителей заряда, но и количественно влияет на основные его параметры.

2.9. Коэффициент усиления по току в активном и инверсных режимах

Основными параметрами, характеризующими работу транзистора в статическом и переходном режимах, является коэффициент усиления тока транзистора в прямом DВ и инверсном DВ₁ режимах, а также параметры входной и выходных характеристик. Величина DВ определяется в основном коэффициентом инжекции эмиттерного перехода, который при больших токах инжекции, когда можно пренебречь током рекомбинации в эмиттерном переходе, равен

(2.5)

где I_n- ток инжекции электронов в базу; I_p - ток инжекции дырок из базы в эмиттер; I_э - полный ток эмиттера.

Токи I_n и I_p, а следовательно, и коэффициент g определяют решением уравнений непрерывности для базовой и эмиттерной структурных областей транзистора с учетом значений Е_э (x) и Е_б (x). Планарно-эпитаксиальные транзисторы обладают малым (не более 0,3) инверсным коэффициентом усиления DВ₁. Это объясняется тем, что концентрация примесей в коллекторе вблизи коллекторного перехода значительно меньше, чем концентрация примесей в базе по другую сторону этого перехода. Следовательно, коэффициент инжекции коллекторного перехода будет низким, что обуслоавливает и низкое значение DВ₁.

Важнейшими статическими характеристиками транзистора в режиме насыщения являются входная (базовая) и выходные характеристики. Напряжение насыщения U_кн транзистора снижается с ростом DВ₁ и уменьшением r_к. Наиболее эффективным способом уменьшения r_к является создание в коллекторе скрытого n⁺-слоя и введения доноров под коллекторный контакт в процессе формирования эмиттера. Некоторое уменьшение напряжения U_кн может быть достигнуто при использовании двух выводов коллектора, один из которых подсоединяется к нагрузке, а другой является выходным.

Таким образом, величина остаточного напряжения на транзисторе в режиме насыщения U_кнзависит от трех параметров: DВ, DВ₁ и r_к, которые в свою очередь определяются параметрами структуры и режимом работы транзистора.

2.10. Частотные свойства транзисторов

Частотные свойства транзисторов определяются в основном временем пролета неосновных носителей заряда через базу t_пр и емкостями эмиттерного С_э и коллекторного С_к переходов. Время пролета носителей заряда через базу определяют как время накопления заряда инжектированных электронов Q у коллекторного перехода.

(2.6)

где n (x) - распределение инжектируемых электронов в базе; ωW_б - ширина базы.

Емкости коллекторного и эмиттерного переходов определяются площадью переходов и шириной области объемного заряда, которая зависит от градиента концентрации примеси и приложенного к переходу напряжения:

(2.7)

(2.8)

Здесь S_к, S_э - площади коллекторного и эмиттерного переходов; j_кк и j_кэ - контактные разности потенциалов коллекторного и эмиттерного переходов.

Как видно из выражений (2.7), (2.8), емкости С_к и С_э пропорционально зависят от градиента концентрации результирующей примеси, величина которого определяет и другие свойства транзисторов. Для получения минимальных значений С_к и С_э транзисторы изготовляют с малой площадью, для которых граничная частота усиления f_гр = 500¸1000 МГц.

Вопросы

1. Как классифицируют полупроводниковые ИМС по конструктивно-технологическому признаку?

1. ~~Что является основой конструкции полупр~~о~~водниковых ИМС~~?

2. Какие методы изоляции применяют в полупроводниковых ИМС?

1. ~~Какая структура транзистора и почему используется~~ ~~для построения биполярных транзисторов?~~

3. Какими основными параметрами характеризуются планарно-эпитаксиальные транзисторы?

4. Какую роль выполняют скрытые слои в транзисторных структурах?

5. Как распределены примеси в структурных областях?

6. Как реализуются диоды в полупроводниковых ИМС?

7. Дайте характеристику основных параметров диффузионных резисторов.

8. Как реализуются конденсаторы в полупроводниковых ИМС?

9. Что представляют собой гибридные ИМС?

Лекция 3. Аналоговые ИМС

3.1. Концептуальная диаграмма

3.2. Ограниченность выбора элементов. Предпочтительность использования транзисторов при разработке ИМС высокой степени интеграции

Вторая причина рождения особой микроэлектронной схемотехники связана с тем, что в отличие от РЭА на дискретных элементах, где рабочими процессами являются чисто электрические процессы, в микроэлектронных изделиях определяющими процессами являются процессы электронные, со всей их спецификой и взаимосвязями. Более того, в ряде микроэлектронных изделий используются процессы даже не чисто электронные, а смежные с ними-такие, например, как электронно-оптические, фото-электронные, магнито-электронные, электро-акустические и т.п. Таким образом, сами цепи в микроэлектронике являются не сколько электрическими, сколько электронными. Существенный отпечаток на принципы и методы микросхемотехники накладывает также то обстоятельство, что вследствие большой плотности упаковки микроэлементов и значительной взаимосвязи между ними свойства системы не так непосредственно слагаются из свойств отдельных элементов, как это имеет место в РЭА на дискретных элементах.

3.3. Коррелированность параметров элементов, изготовленных на единой подложке в едином технологическом цикле

Как известно, элементами ИС (как полупроводниковых, так и гибридных) называют их неделимые составные части - те, которые нельзя отдельно специфицировать и поставлять как отдельные изделия. Одна из особенностей ИС по сравнению с аналогичными дискретными приборами или электрорадиоэлементами состоит в том, что они имеют электрическую связь с подложкой, а иногда и с друг другом. Поэтому математические и физические модели (эквивалентные схемы) элементов ИС несколько отличаются от моделей дискретных аналогов.

Вторая важная особенность элементов ИС по сравнению с дискретными приборами связана с тем, что все элементы ИС получаются в едином технологическом процессе. Например, все резисторы пленочной ИС получаются одновременно и , следовательно, характеризуются одинаковой толщиной и одинаковым удельным сопротивлением (разница может быть только в длине и ширине слоя). Или в полупроводниковой ИС рабочий слой резистора получается одновременно с базовым слоем транзистора и, следовательно, имеет те же электрофизические параметры, что и базовый слой. Иначе говоря, при изготовлении элементов ИС имеется меньше "степеней свободы", чем при изготовлении их дискретных аналогов: можно варьировать главным образом конфигурацией элементов ИС "в плане", т.е. их длиной и шириной, а не глубиной слоев и их электрофизическими параметрами. В результате параметры элементов ИС в значительной мере коррелированы (взаимосвязаны) и ограничены, чего нет у дискретных компонентов. Эта корреляция сохраняется и при изменении температуры: у смежных элементов температурные коэффициенты параметров практически одинаковы. Корреляция между параметрами смежных элементов используется при проектировании некоторых ИС с целью снизить влияние разброса параметров и изменений температуры.

3.4. Принцип схемотехнической избыточности. Использование согласованных элементов для стабилизации параметров ИМС

Для схемотехнического построения аналоговых ИМС характерны два принципа, отражающие специфику групповой технологии их изготовления и тенденцию роста степени интеграции:

взаимного согласования цепей;

схемотехнической избыточности.

Принцип взаимного согласования цепей заключается в такой их конструктивно-технологической реализации, при которой требуемые электрические параметры оказываются пропорциональными (в частном случае равными) друг другу в широком диапазоне эксплуатационных воздействий. Взаимное согласование схемотехнических структур осуществляется за счет близкого расположения эксплуатационных воздействий, так как исходные материалы и процессы технологической обработки для таких элементов практически одинаковы. Использование данного принципа позволило создать высокоточные структуры ИМС-дифференциальные каскады, эталоны тока и напряжений с параметрами, не реализуемые в традиционной схемотехнике на дискретных компонентах.

Принцип схемотехнической избыточности заключается в усложнении схемы с целью улучшения ее качества, минимизации площади кристалла и повышения технологичности. Поэтому в аналоговых ИС вместо конденсатора, занимающего большую площадь, используют более сложные схемотехнические структуры с непосредственными связями. Согласно этому принципу для более точной реализации аналоговых функций схемотехническая разработка аналоговых ИМС основана на применении многотранзисторных структур, обладающих большой избыточностью усиления. При этом стабилизация эксплуатационных и точных характеристик достигается широким применением в схемотехнике аналоговых ИМС обратной связи, а повышение надежности ИМС обеспечивается недогруженными режимами работы их элементов.

Данные принципы схемотехнического построения особенно проявляются в общих для различных ИМС структурах, таких, как дифференциальные каскады, эталоны тока, входные и выходные каскады. соответствующих элементов на кристалле. При этом достигается идентичность (или строгая пропорциональность) параметров в полном интервале

3.5. Аналоговые ИМС. Их роль и место в обработке информации

Аналоговые ИС применяются для усиления, преобразования и обработки сигналов, изменяющихся во времени в виде непрерывной функции. Интегральным схемам вообще, и аналоговым в частности, свойственны ряд отличительных особенностей, которые обусловлены спецификой их технологии.

1. При разработке и проектировании аналоговых ИС прежде всего стремятся обеспечить широкую универсальность и многофункциональность, чтобы снизить стоимость изделия и повысить эффективность производства.

2. Следствием многофункциональности является функциональная избыточность. Функциональная избыточность может быть использована для улучшения характеристик ИС, повышения их надежности и т. п.

3. Стремление уменьшить число технологических операций и связанное с этим широкое использование транзисторных структур не только для усиления, но и для выполнения функций пассивных элементов. Число же пассивных элементов стремятся по возможности уменьшить, заменяя их транзисторными структурами, поскольку технология у них общая.

4. Для увеличения процента выхода годных ИС, удовлетворяющих заданным требованиям, проектируемая ИС должна обладать низкой чувствительностью к разбросу параметров элементов.

5. Широкое применение обратных связей для ряда целей: коррекции характеристик, выполнения различных математических

операций и т. п.

6. В аналоговых ИС, как правило, применяются каскады с непосредственной связью, так как использование конденсаторов для разделения каскадов по постоянному напряжению, во – первых, существенно ухудшает характеристики каскадов в области низких частот из-за сравнительно малых значений емкостей и, во –вторых, усложняет технологию производства. Отказ от применения конденсаторов требует принятия мер по стабилизации режима по постоянному току и согласования по уровню постоянного потенциала отдельных каскадов между собой и отдельных ИС друг с другом.

В настоящее время микроэлектронной промышленностью выпускаются импульсные и широкополосные усилители, усилители низкой, промежуточной и высокой частоты, избирательные усилители, операционные усилители и согласующие элементы, в качестве которых наиболее часто применяются эмиттерные и истоковые повторители.

Аналоговые ИС строятся на элементарных каскадах или многокаскадных секциях. К числу элементарных каскадов на биполярных транзисторах относятся каскады с общим эмиттером, общим коллектором и общей базой. При использовании полевых транзисторов им аналогичны каскады с общим истоком, общим стоком и общим затвором. Элементарные каскады являются усилителями мощности. Наряду с усилением мощности в них происходит также либо усиление напряжения, либо усиление тока, либо и то и другое одновременно.

3.6. Базовые элементы АИМС

Основу номенклатуры ИМС составляют ИМС, реализующие основные и аналоговые функции. В зависимости от выполняемой функции аналоговые ИМС подразделяются на следующие основные виды: многоцелевые усилители, операционные усилители, компараторы напряжения, ограничители, перемножители, активные и пассивные фильтры, аналогово-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи, стабилизаторы напряжения и тока,е, коммутаторы и ключи, формирователи, генераторы, детекторы, модуляторы, смесители и др. При их построении используют различные базовые элементы, чаще всего ОУ с дополнительными цепями.

Есть также такие многоцелевые аналоговые БИС, как программируемые ОУ и таймеры. Программируемые ОУ состоят из одного или нескольких ОУ, перестраиваемых на два и более режимов работы. Таймеры, настраиваемые внешней коммутацией обратной связи, реализуют специальные аналоговые функции. Многоцелевые усилители предназначены для усиления сигналов в широком диапазоне частот. К ним относятся усилители низких, промежуточных и высоких частот, видеоусилители и широкополосные усилители.

Наиболее распространенным видом аналоговых ИМС широкого применения являются операционные усилители (ОУ), которые осуществляют функцию усиления и выполняют роль базового универсального элемента для построения многих аналоговых узлов.

Компараторы напряжения реализуют функцию сравнения и предназначены для преобразования пороговых сигналов в цифровую форму; основу их построения составляют ОУ.

Ограничиетели, реализующие функцию ограничения и предназначенные для изменения формы сигналов, разрабатывают на основе базовых элементов аналоговых ИМС (ОУ, компараторов и др.) при совместном включении таких нелинейных элементов, как диоды, стабилитроны, транзисторы. Следует отметить, что ограничение сигналов присутствует во всех аналоговых ~~сигналов~~ ИМС.

Перемножители реализуют функцию перемножения и предназначены для перемножения двух аналоговых сигналов. Их применение позволило унифицировать разнообразные функции радиотехнических преобразований-модуляцию, умножение, деление, гетеродирование и демодуляцию частот. В измерительной технике аналоговые ИМС перемножителей осуществляют калибровку и масштабирование сигналов.

Фильтры относятся к ИМС, выполняющим функции частотной селекции (фильтрации). Реализация функции частотной фильтрации совместно с функцией усиления образует радиотехнические цепи, специализированные для того или иного диапазона волн, значения р~~адиоактивных~~еактиваных параметров, полосы частот, стабильности, мощности. Фильтрация в диапазоне низких частот реализуется активными фильтрами на основе ОУ. В диапазоне радиоволн для фильтрации применяются колебательные LC-контуры, в диапазоне СВЧ - микрополосковые линии. Наряду с традиционными фильтрами в виде LC-контуров, пьезокварцеовых или электромеханических резонаторов микроэлектроника обеспечила разработку и серийный выпуск ИМС частотной фильтрации в виде активных RC-цепей и устройств на основе поверхностных волн и приборов с зарядовой связью.

Большое распространение в номенклатуре аналоговых ИМС получили также ИМС стабилизаторов напряжения и взаимного преобразования аналоговых иа цифровых сигналов. Стабилизаторы напряжения предназначены для стабилизации передаточных функций; они применяются практически во всех электронных блоках. Аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП) являются основными ИМС для преобразования соответственно аналоговых сигналов в цифровой код и цифровой информации в аналоговые сигналы. Их применение обеспечивает цифровую обработку аналоговых сигналов и последующее преобразование результатов обработки.

Аналоговые коммутаторы и ключи предназначены для распределения во времени информации, поступающей на обработку от нескольких датчиков.

К аналоговым ИМС относятся также некоторые схемы формирования, преобразования и сопряжения сигналов: формирователи, генераторы, детекторы, смесители, модуляторы, усилители-формирователи, усилители считывания для ЗУ и др. Поскольку число таких схем велико, а стандартизация их затруднена, для сохранения преимуществ групповых методов производства ~~характерные для импульсной техники.~~при их построении используют различные базовые элементы, чаще всего ОУ с дополнительными цепями.

Для изготовления аналоговых ИМС используют различные типовые процессы биполярной и МДП-технологии, а также гибридной технологии. Освоен массовый выпуск целого ряда серий аналоговых полупроводниковых интегральных микросхем (К140, К142, К153, К154, К174, К190, К521, К551, К553, К554, К472, К590, К594, К1107, К1108 и др.). Номенклатура аналоговых БИС постоянно расширяется. Состав серий аналоговых ИМС разрабатывается не на базе основного функционального элемента, а включает в себя широкий класс микросхем различного схемотехнического исполнения, которые в совокупности позволяют реализовать отдельные группы устройств аналогового типа в микроэлектронном исполнении.

В отличие от цифровых аналоговые ИМС не характеризуются совокупностью параметров, единых для всех типов схем. Каждая группа аналоговых ИМС характеризуется определенными параметрами, свойственными только для однотипных ИМС.

3.7. Использование обратных связей в АИМС

С развитием интегральной технологии отрицательная обратная связь (ООС) вначале использовалась только для стабилизации параметров микросхем. Теперь, когда найдены схемные конфигурации, устойчивые к воздействиям дестабилизирующих факторов, обратная связь используется для задания определенных функций схемы.

В аналоговых преобразователях часто используется отрицательная обратная связь- часть выходного сигнала подается обратно на вход так, чтобы противодействовать входному сигналу. Такое противодействие снижает усиление сигнала, но улучшает другие свойства схемы: снижается влияние дестабилизирующих факторов; уменьшаются нелинейные искажения.

~~В схеме на рис.10 отрицательная обратная связь реализована включением резистора~~ R_э в эмиттерную цепь. Противодействие входному сигналу здесь вызвано изменением эмиттерного тока, поэтому называется ООС по току или последовательной ООС. С увеличением входного напряжения U₁ ~~увеличивается эмиттерный ток, поэтому увеличивается падение напряжения на резисторе~~ R_э~~, так что на переходе база-эмиттер напряжение оказывается меньше входного~~ U_бэ =U₁ -U_э .

~~При значениях сопротивления~~ R_э ~~порядка 10кОм и тока эмиттера около 1мА приближенно можно считать,~~ ~~что приращения напряжений на входе ∆~~U₁ ~~и на резисторе в эмиттерной цепи ∆~~U_э ~~равны друг другу ∆~~U₁» ∆U_э~~, т.е. изменением напряжения база-эмиттер~~ U_бэ ~~можно пренебречь ∆~~U_бэ<<∆U₁ » ∆U_э.

В схеме на рис.3.1 отрицательная обратная связь реализована включением резистора R_э в эмиттерную цепь. Противодействие входному сигналу здесь вызвано изменением эмиттерного тока, поэтому называется ООС по току или последовательной ООС. С увеличением входного напряжения U₁ увеличивается эмиттерный ток, поэтому увеличивается падение напряжения на резисторе R_э, так что на переходе база-эмиттер напряжение оказывается меньше входного U_бэ =U₁ -U_э .

При значениях сопротивления R_э порядка 10кОм и тока эмиттера около 1мА приближенно можно считать, что приращения напряжений на входе ∆U₁ и на резисторе в эмиттерной цепи ∆U_э равны друг другу ∆U₁» ∆U_э, т.е. изменением напряжения база-эмиттер U_бэ можно пренебречь ∆U_бэ<<∆U₁ » ∆U_э.

Вопросы

1.Чем обусловлена ограниченность выбора элементов при разработке ИМС высокой степени интеграции?

2. Какие процессы в микроэлектронных изделиях являются определяющими?

3. В чем заключается принцип взаимного согласования цепей?

4. Перечислите ряд особенностей, которые присущие аналоговым ИС.

5. Сформулируйте принцип схемотехнической избыточности.

6. Что понимается под понятием "коррелированности" параметров элементов?

7. На какие основные виды подразделяются АИМС в зависимости от выполняемой функции?

8. Чем объясняется широкое применение в схемотехнике АИМС обратной связи?

6. ~~Приведите схемную реализацию ООС.~~

Лекция 4.

Схемы генераторов стабильного тока (ГСТ). Пара Дарлингтона, токовое зеркало Уилсона

4.1. Концептуальная диаграмма

~~ЛЕКЦИЯ № 4~~

4.2. Принцип работы токового зеркала, ГСТ. Их параметры и области применения

Неизменное значение постоянного тока, независимое от параметров цепи (нагрузки), может обеспечить только идеальный генератор тока с бесконечно большим динамическим сопротивлением, ВАХ которого параллельна оси напряжения (рис.4.1 ~~10.14~~). ВАХ реального генератора тока приближается к ВАХ идеального генератора только в некотором интервале значений напряжения. При этом его динамическое сопротивление хотя и очень большое, но не бесконечно большое.

Заметим, что выходная характеристика биполярного транзистора в схеме с ОБ близка к ВАХ идеального генератора тока. Следовательно, транзистор, включенный по схеме с общей базой, практически может выполнять функцию генератора тока. Однако на практике используется не один, а два и более транзисторов, которые обеспечивают не только получение большого динамического сопротивления, но и слабую зависимость самого тока генератора от нестабильности напряжения источников питания и температурной нестабильности элементов схемы.

Расчет динамического сопротивления сводится к расчету выходного сопротивления транзисторного каскада по малосигнальным эквивалентным схемам. Расчет же влияния эксплуатационных факторов на нестабильность тока должен проводиться по уравнениям токов биполярного транзистора в статическом режиме (по статической модели Эберса-Молла)

Наиболее существенной причиной нестабильности тока (смещение рабочей точки) источника стабильного тока (ИСТ) является температурная нестабильность параметров элементов цепи. Температурная нестабильность БТ заключается, в основном, в изменении обратного тока коллекторного перехода I_кбо , изменении статического коэффициента передачи тока базы b и изменении напряжения на эмиттерном переходе при заданном токе перехода. Для кремниевых транзисторов, используемых в ИС, изменение I_кбо не имеет существенного значения, поэтому температурная нестабильность каскадов определяется, в основном, изменениями b_n и U_эб. Температурная нестабильность каскадов на полевых транзисторах обусловлена изменением напряжения отсечки (порогового напряжения) и крутизны характеристики. Температурная нестабильность интегральных резисторов зависит от их типа и характеризуется температурным коэффициентом сопротивления.(ТКС).

В гибридных схемах необходимая стабильность постоянного тока достигается методами классической электроники путем выбора цепей подачи напряжения на переходы и применением отрицательной обратной связи. В гибридных ИС имеются значительно большие возможности использования резисторов с большими сопротивлениями, чем в полупроводниковых ИС.

4.2.1. Простейший генератор стабильного тока (ГСТ)

Генератор стабильного тока (ГСТ) - есть устройство, обеспечивающеие протекание в произвольной цепи тока наперед заданной величины, независящей ни от температуры, ни от изменения питания, ни от параметров этой цепи., ~~ни от температуры.~~

Генераторы стабильного тока (эталоны тока) используются в микросхемах самого различного функционального назначения, как аналоговых так и цифровых, для обеспечения высокой степени стабильности параметров этих микросхем. Сами генераторы в микросхемотехнике реализуются, как правило, на основе дрейфовых биполярных транзисторов структуры n-p-n. Поэтому в данном разделе мы будем исходить из математической модели входной характеристики дрейфового транзистора ~~[1]~~ в виде:

I_э=

I_Э=I_oo exp [(b_э+ c U_КБ U_БЭ- m U_КБ] = exp [( b_э+ c U_КБ) U_БЭ-m U_КБ+lIn I_оо_OO ] (4.1)

~~(1.1)~~

Значения параметров b_э, c, m и lInI_oo в ~~конкрентных~~конкретных расчетах примем равными [1-8]

b_э= 31,56 B^-1,

c = 0,619 B^-2, ,

(4.2)

m = 0,329 B^-1,

lInI_оо_OO= -20,181,

при условии, что ток измеряется в миллиамперах.

Пренебрегая собственным током коллектора I_кбоКБО, связь тока базы со значением тока эмиттера будем полагать в виде

I_Б~~= (1-~~a) I_Э=I_Э~~/ (~~b~~+1)~~ (4.3)

~~(1.3)~~

Значение параметра b (коэффициента переноса тока базы в статическом режиме) примем равным

b =106. (4.4)

Указанные значения параметров соответствуют транзистору КТ-315Г. Значение параметров реальных транзисторов в микросхемах близки к указанным.

Так как напряжение измеряется в вольтах, а сила тока в миллиамперах, то во всех расчетах на основе соотношения (41.1) сопротивление ~~резиспоров~~резисторов следует выражать в килоомах.

Принципиальная схема простейшего ГСТ представлена на рис.4.2.~~1.1.~~

На этой схеме :

Z – эквивалентное сопротивление элемента цепи ( или системы элементов цепи ) питаемой от ГСТ;

VT2 – транзистор, исполняющий функцию повторителя тока, протекающего по транзистору VT1 (опорного тока);

R - резистор, задающий значение опорного тока и опорного напряжения смещения база-эмиттер транзисторов VT1 и VT2.

Слабая зависимость тока I₂ (ток коллектора транзистора VT2) от значения Z вытекает из того, что напряжение база-эмиттер управляющего транзистора VT2 задается опорным током I₁ и практически постоянно.

В соответствии со смыслом понятия ГСТ определим те условия, при которых значение тока I₂не будет зависеть от значений Е_пП2 и Z в некотором интервале изменения этих величин. Так как ток I₂ равен току коллектора I_к2 транзистора VT2, то это эквивалентно определению условий, при которых I_к2не зависит от значения напряжения коллектор-база U_кб2 этого транзистора, если только это напряжение не меньше нуля (сохраняется активный режим транзистора VT2).Обратимся к выражению (41.1) и запишем его для транзистора VT2.

I_к2= bI_э2~~/ (~~b~~+1)=(~~b~~I_oo exp [(b~~_э+ c U_КБ2) U_БЭ2- m U_КБ~~]) / (~~b~~+1)~~

Нетрудно видеть, что если напряжение база-эмиттер) U_бэ2 подобрать равным

U^*_бэ2=m /c, (4.5)

то ток I_к2 от значения U_кб2 вообще зависеть не будет. Так как U_бэ2=U_бэ1, то для обеспечения равенства (4.5 ) достаточно соответствующим образом подобрать значение сопротивление резистора R в цепи транзистора VT1 в диодном включении.

Оценим значение U^*_бэ2 и соответствующие ему значения I^*_э1= I^*_э2 при заданных (4.2 ) значениях параметров

= 0,5315 В. U^*_бэ2=m /c ~~=0,5315 В.~~

На основании (4.1 ) , принимая во внимание, что U_кб1КБ1=0,

получим

I^*_э1= I^*_э2= exp[(b_э U^*_бэ2+lnI_oo] = exp[-3.406784]=3.315×*10^-2мА

Оценим значение сопротивления резистора R, при котором ток эмиттера VT1 будет равен указанному значению.

Ток I^*₁ = I^*_э1+I^*_бэ2= I^*_э1+ I^*_э2~~/ (~~b~~+1) =~~ I^*_э1 (b~~+2)/ (~~b~~+1)~~

На основании уравнения Кирхгофа

I^*₁R^*+ ~~U^*_бэ1= I~~^*_э1R^* (b~~+2)/ (~~b~~+1)+~~ ~~U^*_бэ1=Е_п1~~

Отсюда

~~R^*=~~ (b~~+1)~~ ~~(Е_п1- U^*_бэ1)/~~ (b+2 )I^*_э1 [кОМ]

Полагая Е_п1= 6 В, получим

R^*= 163.43 [кОмМ].

Если возможно методами микроэлектроники реализовать резистор с таким сопротивлением, то мы получим идеальный ГСТ с током

I^*₂ =b* I^*_э2 ~~/ (~~b~~+1)~~ = 3.284×*10^-2 мА.

Как видим, если параметры базовых транзисторов микросхемы соответствуют (4.2 ) , то ток идеального ГСТ довольно мал и может не удовлетворить реальные потребности, а опорное сопротивление R велико и его реализация может быть затруднительной. Однако, есть два обстоятельства, которые в значительной мере облегчают решение указанной проблемы.

Первое обстоятельство заключается в том, что значение отношения m / c очень слабо зависит от технологии производства и топологии структурных элементов транзистора, в то время как сами значения параметров, как и всех других параметров, существенно при этом изменяются.

Таким образом, при любой выбранной технологической схеме производства ИМС, всегда можно так рассчитать топологию структурных элементов транзисторов VT1 и VT2, чтобы выполнялось условие "“идеальности"”

U^*_бэ2=m / c и ток ГСТ был равен наперед заданному значению.

Второе обстоятельство заключается в том, что если даже значение U_бэ2БЭ2 превосходит "идеальное" значение U^*_бэ2 для данного транзистора и дифференциальное сопротивление ГСТ не бесконечно велико, то оно всегда может быть сделано существенно большим, чем реальное сопротивление питаемой цепи Z и "неидеальность" ГСТ практически сказываться не будет.

Определим значение дифференциального сопротивления ГСТ в произвольно заданном режиме. Обратимся к выражению (41.1) и запишем его для транзистора:

I₂ = I_К2 = b* Iэ2 / (b~~+1) =~~ b I_оо ~~exp [(b~~_э+ c U_КБ₂~~) U~~_БЭ₂- m U_КБ₂]/(b+1)

Частная производная равна

d~~I₂/~~d U_КБ₂= b I_оо ~~exp [(b~~_э+ c U_КБ₂~~) U~~_БЭ₂- m U_КБ₂]( c U_БЭ2 - m~~) /~~ ]/(b+1~~) =~~ b I_Э2( c U_БЭ2 - m~~) / (~~b+1)

Так как I_эЭ1 »~ I_эЭ2 и U_бэБЭ2= U_бэБЭ1 , то

d~~I₂/~~d U_КБ₂~ bI_Э1( c U_БЭ2 - m~~) / (~~b+1~~) ( )~~

(4.6)

Полагая параметры транзисторов соответствующими (41.2) , (41.4) и задавшись током I_эЭ1 = 0.33 мА (в десять раз большим, чем "идеальное" значение ), получим

U_БЭ1= U_БЭ2 ~~= (~~ln I_э1 -ln I_ОО~~) /~~ b_э = 0.6043 В

На основании (41.6) , дифференциальное сопротивление ГСТ будет при этом равно

R_Д ~~=1 / (~~dI₂/d U_КБ2~~) = (~~b~~+1) /~~ b * ( 1 / I_Э1( c U_БЭ2 - m)) = 67.9 кОмМ.

Отклонением от идеальности можно будет пренебречь, если эквивалентное сопротивление элемента Z не будет превышать 0.1×* R_д_Д = 7 кОм.М.

Основным недостатком рассматриваемого простейшего ГСТ является некоторая зависимость тока ГСТ от температуры.

Действительно, нетрудно усмотреть, что разность опорного тока I₁ и тока ГСТ I₂ удовлетворяют соотношению

I₁- I₂ = I_Э1 - I_Э2~~+ 2~~* I_б2 (4.7)

Как в идеальном, так и в реальном случае, вследствие равенства U_бэБЭ1= U_бэБЭ2_,разность I_эЭ1 - I_эЭ2 от температуры зависеть не будет. Но ток базы I_б2 температурно зависим.

В предшествующих рассуждениях, определяя ток коллектора I_к2 мы учитываем только ту компоненту этого тока, которая обусловлена инжекцией из эмиттера и пренебрегали собственным током коллекторного перехода I_кбоКБО , который, при не очень больших значениях обратного напряжения U_кбКБ2 на переходе, действительно мал по сравнению с первой компонентой. Однако, такое пренебрежедение в случае тока базы уже менее допустимо.

Ток базы, как известно, равен

I_б2~~= ( 1-~~a) I_Э2 - I_КБО ~~= (~~I_Э2~~- (~~b~~+1)~~ I_КБО~~) / (~~b~~+1)~~

Так как коэффициент передачи тока базы b значителен, то пренебрегать величиной (b+1) I_кбоКБО по сравнению с I_эЭ2, даже если ) I_кбоКБО << I_эЭ2, не следует.

Собственный ток коллекторного перехода зависит от температуры как вследствие зависимости от температуры контактной разности потенциалов на переходе, так и вследствие зависимости от температуры скорости теплового движения свободных носителей заряда. Этим и обусловлена температурная зависимость тока базы.

4.2.2. Токовое зеркало Уилсона.

Значительно лучшими показателями стабильности по сравнению с рассмотренной схемой ГСТ, обладает трехтранзисторная схема, приведенная на рис.41.32. В технической литературе эта схема получила наименование токового зеркала Уилсона.

Прежде всего напишем соотношения, связывающие значения токов, протекающих в элементах схемы.

Очевидно

I₁ = I_к1 + I_к2 ,

I_э1 = I_к1 + I_б1 ,

I₂ = I_к₂ , (4.8)

I_э2 = I_к₂+ I_б₂ ,

I_э2 = I_э₃ + I_б₁ .

Отсюда,

I₁= I_э1 – (I_б1- I_б2) , (4.9)

I₂= I_э3 + (I_б1- I_б2) , (4.10)

I₂ –I₁ = I_э₃ – I_э₁+2×(I_б1- I_б2) . (4.11)

Напряжение база-эмиттер транзисторов VT1 и VT2 одинаковы (U_бэ3 =U_бэ1). Напряжение U_кб3 = 0 . Но напряжение U_кб1 = U_бэ2 и, следовательно, оно порядка 0.6 В. Такое напряжение не способно существенно повлиять на значение тока I_э1. Значит разность I_э3 – I_э1 близка к нулю. Так же близка к нулю разность I_б1- I_б2, то есть действительно, в этой схеме осуществляется дублирование в цепи Z тока, протекающего в резисторе R.

Изменение температуры так же практически не сказывается на соотношении между токами I₂ и I₁. Поскольку U_бэ1= U_бэ3, то изменение температуры не может изменить значения I_э3, если значение I_э1 сохраняется неизменным. Правда, от температуры существенно зависят токи баз. Но в (4.11) входит разность токов баз, так что при идентичности транзисторов температурный коэффициент этой разности будет представлять величину второго порядка малости.

~~Прежде всего напишем соотношения, связывающие значения токов, протекающих в элементах схемы.~~

~~Очевидно~~

~~I₁ = I~~_к1 + I_к2 ,

Iэ₁ ~~= I~~_к1 + I_б1 ,

~~I₂ = I~~_к2 ,

Iэ₂ ~~= I~~_к2+ I_б2 ,

Iэ₂ ~~= I~~_э3 + I_б1 .

~~Отсюда,~~

~~I₁= I~~э₁ ~~– (I~~б₁~~- I~~б₂) ,

~~I₂= I~~э₃ ~~+ (I~~б₁~~- I~~б₂) ,

~~I₂ –I₁ = I~~_э3 – I_э1+2*(Iб₁~~- I~~б₂) .

~~Напряжение база~~- ~~эмиттер транзисторов VT1~~ и ~~VT2~~ ~~одинаковы (~~U_бэ3 =U_бэ1~~). Напряжение~~ U_кб3 = ~~0 . Но напряжение~~ U_кб1 = U_бэ2 ~~и, следовательно, оно порядка 0.6 В.Такое напряжение не~~ ~~спосбно~~ ~~существенно повлиять на значение тока~~ I_э1 ~~. Значит разность~~ I_э3 – I_э1 ~~близка к нулю. Так же близка к нулю разность~~ Iб₁~~- I~~б₂ ~~, то есть действительно, в этой схеме осуществляется дублирование в цепи Z~~ ~~тока, протекающего в резисторе~~ R.

~~Изменение температуры так же практически не сказывается на соотношении между токами~~ I₂ и I₁~~.Поскольку~~ U_бэ1= U_бэ3 ~~, то изменение температуры не может изменить значения~~ I_э3~~, если значение~~ I_э1 сохраняется неизменным. Правда, от температуры существенно зависят токи баз. Но в ( ) входит разность токов баз, так что при идентичности транзисторов температурный коэффициент этой разности будет представлять величину второго порядка малости.

Высокое значение дифференциального сопротивления ГСТ Уилсона обусловлено тем, что управляющий транзистор VT2 сам управляется током эмиттера, задаваемым транзистором VT3, а не напряжением на эмиттерном переходе как в случае рис.4.21.1. Естественно поэтому, что ток этого транзистора не может измениться при изменении значения Z. Соответствующим образом измениятся при этом лишь значение U_бэ2. Так, например, уменьшение Z влечет возрастание напряжения коллектор -– база , что в транзисторе с заданным значением напряжения база- эмиттер неминуемо приведет к возрастанию тока эмиттера и тока коллектора. В транзисторе же с заданным током эмиттера увеличениее напряжения коллектор-база приведет к соответствующему уменьшению база- эмиттер, а, а токи останутся прежними.

Достоинством схем на транзисторах, управляемых током эмиттера,. яЯвляется их исключительно высокая стабильность даже на очень больших токах. ГСТ Уилсона обладает практически бесконечным дифференциальным сопротивлением при любых допустимых значениях тока, тогда как ГСТ подобным рис.4.2~~1.1~~. такими свойствами обладает лишь при крайне низких значениях тока.

Количественный расчет схемы Уилсона произведем исходя из заранее заданного значения тока I_эЭ3 задающего транзистора и значений напряжений питания Е_п1 и Е_п2. Допустим, что I_э3 =1.5 мА, Е_п1 = Е_п2= 12 В.

Сразу же отметим, что выбор значений напряжения питания и тока I_эЭ3 должен быть согласован со значением сопротивления Z (нагрузки ГСТ ). Транзистору VT2 должен быть гарантирован активный режим работы, т. е. потенциал коллектора этого транзистора должен быть не ниже потенциала его базы. Так как потенциал базы VT2, согласно схеме включения транзисторов, равен примерно удвоенному значению U_бэ3 при заданном значении I_э3, то значения Е_п2 , Z и I_э3 должны удовлетворять неравенству

Е_п2 – Z ×* I_э3 > 2 ×* U_бэ3 . (4.12)

Чем больше сопротивление нагрузки Z , тем большим следует выбрать значение Е_п2 или тем меньшим значение I_э3_.

Определим значение U_бэ3 при заданном токе I_э3 = 1.5 мА. На основании ( 4.1) , учитывая что U_бэ3 =0 , получим

I_э3 = exp (b_э ×* U_бэ3 + ln I_oo ) .

Отсюда, если параметры транзисторов соответствуют (4.1.2) ,

U_бэ3= 0.6523 В.

Согласно (4.12), разрабатываемый ГСТ будет пригоден для питания нагрузки с сопротивлением не более 7 кОмМ.

Определим значение U_бэ2_.

Согласно (4.8 ), I_ээ₂ = I_э3 + I_б1. Так как I_б1<< I_э3 и I_б1»~ I_б2 , то мы допустим пренебрежимо малую ошибку, если будем считать

I_ээ₂ = I_э3 + I_б2 = I_э3 + I_э2 / (b + 1).

Отсюда,

I_э2= (b +1 )/ b * I_э3 = 1.514 мА.

С другой стороны, согласно (41.1),

ln I_э2=(b_э +c U_кб2 )U_бэ2 - m U_кб2 + ln I_oo , (4.13)

)

причем

U_кб₂ = Е_п₂ – I_э’3×* z – U_бэ3 – U_бэ₂ , (4.14 )

если учесть (4.10 )) . На основании (4.13 ) и (4.14 ) получим

U²_бэ2 ~~– ((~~b_э +c *A +m~~) /~~c ) * U_бэ2 ~~+ (~~m * A - ln ~~I_oo~~+ ln I_э2~~) /~~c ~~= 0~~ , (4.15) ( )

где A = Е_п2 – I_э3 ×* z – U_бэ3.

Полагая Zz = 5 кОм и решая уравнение (4.15 ), найдем

U_бэ3= 0.6454 В.

Теперь нам известны значения напряжений U_бэ1 и U_кб1 транзистора VT1

( U_бэ1 =U_бэ3 , U_кб1 =U_бэ2).

Определим ток эмиттера транзистора VT1

I_э1 = exp [(b_э +c U_кб1 )U_бэ1 - m U_кб1 + ln I_oo ]= 1.574 мА.

Определим токи баз транзисторов VT1 и VT2

I_б1 = I_э1/ (b +1) – I_кбо = 1.471 *10^-2 мА - I_кбо ,

I_б2 = I_э2/ (b +1) – I_кбо= 1.415 *10^-2 мА - I_кбо.

Определим значения опорного тока I₁ и тока ГСТ I₂.

I₁= I_э₁- (I_б1– I_б₂ ) = 1.573 мА.

I₂= I_э₃- (I_б1– I_б₂ ) = 1.501 мА.

Определим требуемое значение сопротивления резистора R

R= (Е_п₁– U_кб₁--- U_бэ₁) / I₁ = 6.804 кОм.

Как видим, разность токов баз I_б1– I_б2 = 5.6 ×* 10^-4 мА ничтожно мала по соравнению со значениями I_э1 или I_э3_,так что с погрешностью не более 0.04 % всегда можно считать I₁ =I_э1и I₂ =I_э3.

Убедимся теперь в том, что изменение Z практически не сказывается на соотношении токов I_э1 и I_э3. Возьмем Z=3 кОм, A=3.8477 В. При Z= 3 кОм, A=6.8477 В.

Решая (4.15 ), найдем U_бэ2=0.6394 В. Если это значение подставить в (4.16 ), то опять (с точностью до третьего знака после запятой ) получим I_э1 =1.574 мА.

Дифференциальное сопротивление рассматриваемого ГСТ практически равно бесконечности, хотя "“зеркало"” является несколько "“кривым"” (I₁= 1.574 мА, I₂ = 1.501 мА.).

4.2.3. Активный трансформатор постоянного тока

Если в эмиттерные цепи транзисторов VT1 и VT2 (рис.4.2) или транзисторов VT1 и VT3 (рис.4.3) ввести резисторы R₁ и R₂ (или R₁ и R₃, соответственно), то получится ГСТ, в котором ток I₂ будет в заданное число n раз отличаться от значения опорного тока I₁. При этом число n будет определяться отношением R₁ и R₂ ( R₁ и R₃). Действительно, обратившись, например, к схеме данной на рис.4.4, и учитывая, что U_к1=U_б2, можно написать уравнение

(4.17)

Точно такое же уравнение, но в отношении величин I_э1, I_э3, R₁,R₃, U_бэ1 иU_бэ3 можно написать в случае трансформатооран~~ого~~ тока, построенного на основе схемы рис.4.3.

Из (4.7) следует

(4.18)

Как видим, трансформатор тока может быть и повышающим (R₁/ R₂> 1), и понижающим (R₁/ R₂< 1).

В первом случае мы имеем высокостабильный усилитель постоянного тока, а во втором случае получаем возможность реализации высокоомного сопротивления сигналуа, используя легко осуществимые методами микроэлектроники резисторы с номиналами в несколько единиц килоом.

4.3. Пара Дарлингтона, характеристики, параметры, область применения

Во многих аналоговых ИС применяются комбинации из нескольких (обычно двух) транзисторов, соединенных между собою так, что их можно рассматривать как единое целое - составной транзистор. Составные транзисторы обладают такими свойствами, которые трудно или невозможно получить в транзисторах с обычной структурой.

Среди составных транзисторов наибольшее распространение имеет так называемая пара Дарлингтона. Ее главная особенность - исключительно большая величина коэффициента усиления базового тока.

Условное обозначение составного интегрального транзистора по схеме Дарлингтона показано на рис.4.5, где Б, Э, К- выводы эквивалентного транзистора. В статическом режиме справедливо соотношение

где В₁ и В₂ -интегральные коэффициенты передачиа тока b₁иb₂ составляющих транзисторов VT₁ и VT₂ . Сначала будем считать, что нагрузка отсутствует (R = ¥).

Тогда

Следовательно,

и коэффициент передачи составного транзистора

Так как В₁ >>1, то

В» В₁В₂ . (4.19)

Таким образом, теореитически при В₁= В₂ = 100 В = 10⁴. Однако этот результат сильно завышен, так как в составном транзисторе при одинаковых VT₁ и VT₂ невозможно получить равенство В₁ и В₂. Ограничение связано с тем, что у транзисторов VT₁ и VT₂ токи сильно отличаются (I_к2 >> I_к1 , так как I_э1 >> I_б1 = I_э2 ). Поэтому В₁ << В₂ и практически В =В₁ В₂ не превышает несколько тысяч.

Схема интегрального составного транзистора на комплементарных биполярных транзисторах (т.е. n-p-n и p-n-p) показана на рис.4.6. Направления результирующих токов I_э, I_б и I_к соответствуют p-n-p-транзистору. Результирующий коэффициент передачи по току оказывается равным В =В₁ +В₁В₂ и практически совпадает со значением В в схеме Дарлингтона.

Вопросы

1. Что является причиной нестабильности тока источника стабильного тока (ИСТ)?

2. Дайте определение ГСТ.

3. Приведите принципиальную схему простейшего ГСТ.

4. Назовите основной недостаток простейшего ГСТ.

5. Сделайте сравнительный анализ ГСТ и токового зеркала Уилсона.

6. Где нашел применение активный трансформатор постоянного тока?

7. Охарактеризуйте главную особенность пары Дарлингтона.

Лекция 5. Устройства сдвига уровня постоянного напряжения. Выходные каскады ИМС

5.1. Концептуальная диаграмма

5.2. Необходимость использования устройства сдвига уровня (СУ) в АИМС~~ЛЕКЦИЯ №5~~

Выходное напряжение усилительного каскада имеет, как правило, постоянную составляющую. В транзисторных схемах эта составляющая равна постоянной составляющей напряжения коллектора или напряжения эмиттера, обеспечивающегоий заданный режим работы транзистора. С другой стороны, постоянная составляющая входного напряжения каскада равна нулю, или, в зависимости от способа задания напряжения эмиттер-база, близка к значению этой величины в рабочей точке. Таким образом, во В многокаскадных усилителях приходится сталкиваться с наличием перепада потенциала между выходом предшествующего и входом последующего каскадов. В дискретной схемотехнике эта проблема решается путем использования разделительных конденсаторов,. кКоторые и берут на себя указанную разность потенциалов, не препятствуя, вместе с тем, прохождению переменной составляющей тока сигнала. В интегральной схемотехнике этот путь не всегда возможен. Он безусловно невозможен в случае ~~широкополостных~~широкополосных усилителей, так как методами микроэлектроники нельзя изготовить конденсаторы требуемых для этого довольно больших емкостей.

Согласования каскадов по уровню постоянного напряжения в интегральной схемотехнике достигают одним из двух приемов: либо посредством чередования n-p-n и p-n-p структур, либо посредством специальных устройств сдвига уровня. Поскольку идея первого способа достаточно ясна, остановимся только на рассмотрении устройств сдвига уровня постоянного напряжения.

5.3. Принцип схемной реализации СУ на основе ГСТ

Одним из наиболее употребительных устройств сдвига уровня постоянного напряжения является устройство,. оОснованное на использовании ГСТ (рис.5.1~~1.4.~~).

ГСТ включен в цепь транзистора VT1, база которого непосредственно соединяется с выходом предшествующего каскада.

Так как ток эмиттера VT1, задан ГСТ, то напряжение этого транзистора будет автоматически устанавливаться таким, чтобы обеспечивать это значение тока. Следовательно, каким бы ни был потенциал точки A, потенциал точки B будет равен

U_в = U_а – U_бэ1 – R × I_г . (5.1)

При заданном U_а значение U_бэ1 однозначно соответствует значению I_г и, следовательно, можно так выбрать значение R чтобы U_в имело также заранее заданное значение.

~~ГСТ включен в цепь транзистора~~ VT~~1, база которого непосредственно соединяется с выходом предшествующего каскада.~~

~~Так как ток эмиттера~~ VT~~1, задан ГСТ~~ , то напряжение этого транзистора будет автоматически устанавливаться таким, чтобы обеспечивать это значение тока. Следовательно, каким бы ни был потенциал точки A~~, потенциал точки~~ B ~~будет равен~~

U_В = U_а – U_бэ1 – R * I_Г ~~. (1.5)~~

~~При заданном~~ U_а ~~значение~~ U_бэ1 ~~однозначно соответствует значению~~ I_Г ~~и, следовательно, можно так выбрать значение~~ R ~~чтобы~~ Uв ~~имело также заранее заданное значение~~,

Например, допустим Е_п = 6 В, U_а = 5 В, I_гГ = 1.2 мА и требуется, чтобы U_в в = 0.6 В.

Так как U_кб1 = Е_п - U_а , то на основании (41.1) получим

U_бэ1 = ~~(ln I~~_г – ~~ln I_oo +~~ m *( Е_п - U_а~~)) / (b~~_э + c (~~Е_п - U~~_а))

Если параметры транзистора соответствуют (41.2), то

U_бэ1 = 0.643 В.

На основании (5.1 ) получаем

R ~~= (~~U_а – U_бэ1 – ~~U_B~~ ~~) /~~ I_г = 3.964 кОм.

Коэффициент передачи переменной составляющей напряжения этим устройством близок к единице

~~dU_B / dU_A = 1 – dU~~_бэ1 ~~/ dU_A = 1 – (~~c * U_бэ1 - m ~~) /~~ (b_э + c (~~Е_п - U~~_а)) = 1 – 2.5 ×* 10^-3 = =0.9975.

~~Схема Дарлингтона~~.

Условное обозначение составного интегрального транзистора по схеме Дарлингтона показано на рис.10.7, где Б, Э, К- выводы эквивалентного транзистора. В статическом режиме справедливо соотношение

~~где В₁ и В₂ -интегральные коэффициенты передача тока~~ b₁иb₂ ~~составляющих транзисторов~~ ~~VT₁~~ и ~~VT₂~~ ~~. Сначала~~ ~~будем считать, что нагрузка отсутствует (~~R = ¥)~~. Тогда~~

~~Следовательно,~~

~~и коэффициент передачи составного транзистора~~

~~Так как В₁~~ ~~>>1, то~~

В» ~~В₁В₂~~ ~~. (10.15)~~

~~Таким образом, теоритически при В₁= В₂ =100 В = 10⁴.Однако этот результат сильно завышен, так как в составном транзисторе при одинаковых~~ ~~VT₁~~ и ~~VT₂~~ ~~невозможно получить равенство В₁ и В₂~~ ~~.Ограничение связано с тем, что у транзисторов~~ ~~VT₁~~ и ~~VT₂~~ ~~токи сильно отличаются (I~~_к2 ~~>> I~~_к1 ~~, так как~~ I_э1 ~~>> I~~_б1 = I_э2 ~~). Поэтому В₁~~ << В₂ ~~и практически В =В₁ В₂ не превышает несколько тысяч.~~

~~Схема интегрального составного транзистора на комплементарных биполярных транзисторах (т.е.~~ ~~n-p-n~~ и ~~p-n-p~~) ~~показана на рис.10.8. Направления результирующих токов~~ I_э, I_б и I_к ~~соответствуют~~ ~~p-n-p~~~~-транзистору. Результирующий~~ коэффициент передачи по току оказывается равным В =В₁ +В₁В₂ и практически совпадает со значением В в схеме Дарлингтона.

В некоторых случаях, особенно при использовании эмиттерных повторителей, усиление по току одного транзистора оказывается недостаточным. В этих случаях цепь можно дополнить транзистором, согласно рис.55. Полученную схему Дарлингтона можно представить как некоторый транзистор с выводами Е' ,В' и С'. Рассчитаем его параметры.

~~Поскольку эмиттерный ток Т₁ равен базовому току Т₂, то коэффициент усиления по току~~

b~~' = dI_{c ‘} / dI_B’ =~~ b₁b₂

~~Для входного сопротивления схемы получим~~

~~r_{B’E’ =}r_BE1 +~~ b ~~_1/BE2~~

~~При~~ ~~I_C1~~~b₂~~I_C1~~ ~~найдем~~

~~r_BE2 = (2~~b₁~~) r_BE1~~

~~Тогда~~

~~r_{B’E’ =}2 r_BE1 = 2~~b * (U_г / I_С)

~~Для расчета входного сопротивления к транзисторам Т₁ и Т₂~~

~~dU_B’E’= dU_BE1 + dU_BE2 = 0 , dI_B2 =dI_C1~~.

~~В результате~~

~~r_C’E’ = r_CE2~~êê ~~r_CE1( 1 + S₁ r_BE2) /~~ b₂~~= r_CE2~~êê~~2 r_CE1 /~~b₂

~~Согласно~~ ~~r_CE1 =~~b₂ ~~r_CE2 .~~

~~Найдем~~

~~r_C’E’ = r_CE2~~êê ~~2r_CE2= 2/3 r_CE2~~

Для того чтобы транзистор Т₂ быстрее закрывался, часто параллельно его переходу эмиттер-база включают сопротивление.

~~Комплементарная схема Дарлингтона.~~

Рис. 4. 31. Комплементарная схема Дарлингтона.

Можно также соединить параллельно два комплементарных транзистора для получения схемы Дарлингтона, приведенной на рис.55. При этом функции схемы определяются транзистором Т₁, тогда как транзистор Т₂ служит лишь для усиления тока. Если как показано на рис.55 , транзистор Т₁ заменяется на транзистор ~~p-n-p-типа ,то вся схема ведет себя как~~ ~~p-n-p-~~ транзистор с эквивалентными параметрами, полностью идентичными обычной схеме Дарлингтона. При этом, для того чтобы через транзистор Т₁ протекал коллекторный ток, нужно приложить входное напряжение ~~U_B’E’ = U_BE1~ -0~~.6 B.

~~Входное сопротивление схемы определяется как~~

~~r_{B’E’ =}dU_B’E’ / dI_B’ = dU_BE1 / dI_B1= r_BE1~~

~~Поскольку коллекторный ток Т₁ равен базовому току Т_2, то через Т₂ протекает коллекторный ток~~:

~~dI_C2 =~~ b₂~~dI_C1 =~~ b₁b₂~~dI_B1~~

~~Таким образом, коэффициент усиления по току~~

b~~' = dI_C’ / dI_B’ =~~ b₁b₂

~~такой же, как и в предыдущей схеме. Для выходного сопротивления получим~~

~~r_{C’E’ =}dU_C’E’ / dI_C’ = dU_C’E’ / ( dI_C1 + dI_C2 ) = r_CE2~~ êê ~~r_CE1 /~~ b₂ ~~= r_CE2/2~~ .

~~Выходные каскады ИМС~~.5.4. Требования к выходному каскаду ИМС

Выходные каскады в большинстве случаев потребляют от источников питания более 90% всей энергии, расходуемой усилителем. Поэтому в выходных каскадах основное внимание уделяется коэффициенту полезного действия (к.п.д.). Кроме высокого к.п.д., к этим каскадам предъявляют, как правило, требованиея низкого выходного сопротивления. Следует иметь в виду то, что в выходном каскаде трудно сохранить линейность усиления, т.к. амплитуда сигнала к концу усилительного тракта достигает максимальной величины. Наиболее предпочтительной для выходных каскадов представляется схема двухтактного усиления энергии сигнала.

Простая схема двухтактного усилителя показана на рис.5.21. Пару транзисторов с противоположными типами структур (n-p-n и p-n-p) называют комплементарными. Комплементарная пара транзисторов включена в симметричную конфигурацию двух эмиттерных повторителей, работающих в одну нагрузку. В режиме покоя оба транзистора закрыты, что обеспечивает высокий к.п.д. каскада. Эмиттерные повторители обладают низким выходным сопртотивлением.

Рис. 5.2~~19.~~ Двухтактный каскад

Положительное входное напряжение открывает верхний транзистор VT1, а отрицательное напряжение – нижний VT2. Размах входных напряжений может достигать величины примерно на 0.6 вольт меньше U_ипИП, чтобы не заводить транзисторы в режим насыщения. Потенциал эмиттера открытого транзистора как бы “следит” за потенциалом базы, повторяя его изменения (падение напряжения на открытом эмиттерном переходе U_бэБЭ = 0,6…0,7 В). На рис.5.32 показана зависимость тока в нагрузке от входного напряжения (передаточная характеристика схемы), на ней выделяется нелинейный участок в области небольших входных напряжений.

Для исключения нелинейного участка передаточной характеристики применяют смещение уровней потенциалов баз транзисторов относительно друг друга на постоянную величину. Реализация такого смещения с помощью диодов показана на рис.5.4.3. Диоды VD1, VD2 поддерживаются в открытом состоянии. Благодаря этому потенциал базы VT1 превышает входной потенциал (т. Б) на величину падения напряжения на открытом диоде VD1, а потенциал базы VT2 ниже входного потенциала на величину падения напряжения на открытом диоде VD2 . Результирующая передаточная характеристика оказывается значительно сптряемленной – рис.5.3 а4.

При подаче на вход напряжения (положительного или отрицательного) через один из транзисторов течет большиой ток, чем через другой. Разность этих токов, равная току нагрузки I_нН , пропорциоанальна входному напряжению. ООС по току стабилизирует U_бэБЭ, поэтому даже при большом размахе входных напряжений транзисторы работают на незначительных участках своих передаточных характеристик. Этим объясняется ~~выссокая~~высокая линейность результирующей передаточной характеристики каскада.

С целью получения высокого к.п.д. эмиттерный ток покоя транзисторов выбирают небольшой величины (0,5 … 1 мА ). Режим покоя транзисторов VT1, VT2 регулируется током диодов смещения VD1, VD2, от которого зависит падение напряжения на диодах, т.е. разность потенциалов баз транзисторов.

Пример выходного каскада аналоговой микросхемы (mA741) приведен на рис.5.5. Для согласования режимов покоя предварительного и выходного каскадов надо иметь в виду, что в отсутствиие входного сигнала потенциал выходного электрода должен быть нулевым. Эмиттерный повторитель на транзисторе Т22 согласовывает высокое выходное сопротивление предварительного каскада с низким входным сопротивлением оконечного каскада. Назначение транзисторов Т186, Т19 – смещение постоянных уровней напряжения для устранения нелинейности передаточной характеристики.

Вспомогательные транзисторы Т15, Т21 предохраняют от перегрузки выходные транзисторы Т14, Т20. При замыкании выходного электрода на одну из шин питания, ток в соответствующем резисторе (R₆ и R₇) возрастает, соответственно один из транзисторов Т15 или Т21 открывается и шунтирует эмиттерный переход выходного транзистора (Т14 или Т20). Если выходной электрод замкнется с шиной питания положительной полярности, то возрастет ток в резисторе R₇. Падение напряжения на этом резисторе увеличится и откроет транзистор Т21, который зашунтирует эмиттерный переход выходного транзистора Т20. При замыкании выходного электрода на шину питания отрицательной полярности шунтируется эмиттерный переход транзистора Т14. В диапазоне допустимых напряжений выходного электрода транзисторы Т15 и Т21 не влияют на работу выходных транзисторов.

~~Повторители напряжения.~~

5.5. Принцип схемной реализации выходного каскада

Повторителями напряжения называют усилители с коэффициентом усиления напряжения, близким к единице, не изменяющие полярность (фазу) входного сигнала и обладающие повышенным входным и пониженным выходным сопротивлениями (по сравнению с простейшим усилительным каскадом). В качестве простейших повторителей напряжения используются схемы с общим коллектором (эмиттерный повторитель) и схемы с общим стоком (истоковый повторитель).

~~Эмиттерный повторитель.~~

5.5.1. Эмиттерный повторитель

Схема повторителя представлена на рис.33. Особенностью схемы является высокое значение входного и низкое значение выходного сопротивлений. Дифференциальный коэффициент передачи напряжения К_U~~<1.~~

Таким образом, схема работает как усилитель тока. В аналоговых ИМС используется в качестве выходного каскада. При этом транзистор VT~~1может быть многоэмиттерным.~~

~~При заданном значении~~ U_вх

U_ЭБ = U_ВХ ~~– (~~R * R_Н* I_Э~~) / (~~R +R_Н ~~) =~~ U_ВХ - R^*I_Э ,

U_КБ = E_П - U_ВХ.

~~Следовательно,~~

U²_ВХ ~~– ( (~~b_Э+m ~~) /~~ c ~~+ Е_П +~~ R^*I_Э ) U_ВХ ~~+ [~~R^* (b_Э/c ) I_Э ~~+ (~~R^*I_Э ~~+ (~~m /c ~~))Е_п + (lnI~~_Э– ~~lnI_oo~~ ~~) /~~ c ~~] = 0 ( )~~

~~Выходное напряжение~~

U_ВЫХ= R^*I_Э~~. ( )~~

~~Допустим~~ R ~~=0.2 кОм,~~ R_н ~~=0.5 кОм, Е_п = 6 В. Тогда и уравнение ( ) ,при значениях параметров транзистора, данных в (1.1), запишется в виде~~

U²_ВХ – (57.517 + 0.14286 *I_Э) U_ВХ + (8.141 * I_Э ~~+ 1.6155~~ ln I_Э ~~+ 35.792 ) = 0 .~~

Принципиальная схема эмиттерного повторителя показана на рис.5.6~~10.9~~,а, его малосигнальная эквивалентная схема- на рис.5.6~~10.9~~,б.

В схеме коллектор через малое внутреннее сопротивление источника питания соединен с общей шиной каскада, т.е. вывод от коллекторного электрода является общей точкой входной и выходной цепей и схему можно считать схемой включения с общим коллектором. Отметим, что в рассматриваемом каскаде шина будет общей лишь по переменному сигналу, для которого сопротивление источника питания очень мало и, как правило, определяется его большой выходной емкостью.

Анализируя эквивалентную схему каскада, можно получить формулу для коэффициента передачи малого сигнала в нагрузку, которой в этой схеме является резистор R_э в эмиттерной цепи:

где U_вых_m = I_э_mR_э и I_б_m = (1-a)I_э_m . Поэтому

(5.2~~10.16~~)

Если, например, R_гг= 0, R_э =5 кОм, r_э = 25 Ом, r_б =150 Ом, b = 100, то К_u» 0,995. При R_гг= 2 кОм К_u уменьшается до 0,991. Если параллельно R_э присоединена внешняя нагрузка R_н , то в формулу (5.2~~10.16~~) вместо R_э следует подставить R_э|| R_н.

Из (5.2~~10.16~~) следует, что К_u > 0, т.е. повторитель не меняет полярность сигнала или в случае синусоидального сигнала не меняет его фазы (конечно, при достаточно низких частотах, так как в эквивалентной схеме не учтены емкости). Несмотря на то что коэффициент усиления К_u близок к единице, повторитель относится к классу усилителей: он усиливает ток, так как I_э_m = (b+1) I_б_m , а b b >> 1.

Входное сопротивление повторителя можно найти, как и в случае простейшего усилителя. Оно оказывается равным R_вх = (b + 1)( R_э + r_э) + r_б. Если пренебречь сопротивлениями r_э и r_б , то

R_вх » (b ~~+ 1) R~~_э» b R_э ~~. (10.17)~~

(5.3)

Заметим, что при наличии внешней нагрузки, подключенной параллельно R_э, R_вх (как и К_u) уменьшается.

Выходное сопротивление повторителя можно найти по эквивалентной схеме.~~, пользуясь определением (10.9).~~ При R_н ® ¥ U_вых_m_xx = К_uU_вх_m , где К_u определяется по формуле (5.2~~10.16~~). При R_н = 0

~~Используя (10.9),~~ Пполучаем

R_вых = R_э|| (5.4~~10.18~~)

Обычно R_г >> r_б , а R_э слабо шунтирует цепь. Поэтому в реальных схемах повторителей можно пользоваться упрощенной формулой

~~Пример выходного каскада аналоговой микросхемы (~~mA741) приведен на рис.5. Для согласования режимов покоя предварительного и выходного каскадов надо иметь в виду, что в отсутствие входного сигнала потенциал выходного электрода должен быть нулевым. Эмиттерный повторитель на транзисторе Т22 согласовывает высокое выходное сопротивление предварительного каскада с низким входным сопротивлением оконечного каскада. Назначение транзисторов Т16, Т19 – смещение постоянных уровней напряжения для устранения нелинейности передаточной характеристики.

Вспомогательные транзисторы Т15,Т21 предохраняют от перегрузки выходные транзисторы Т14, Т20. При замыкании выходного электрода на одну из шин питания, ток в соответствующем резисторе (R₆ и R₇) возрастает, соответственно один из транзисторов Т15 или Т21 открывается и шунтирует эмиттерный переход выходного транзистора (Т14 или Т20). Если выходной электрод замкнется с шиной питания положительной полярности, то возрастет ток в резисторе R₇. Падение напряжения на этом резисторе увеличится и откроет транзистор Т21, который зашунтирует эмиттерный переход выходного транзистора Т20. При замыкании выходного электрода на шину питания отрицательной полярности шунтируется эмиттерный переход транзистора Т14. В диапазоне допустимых напряжений выхдного электрода транзисторы Т15 и Т21 не влияют на работу выходных транзисторов.

(5.4а)

Как видно, выходное сопротивление зависит от сопротивления источника входного сигнала R_г. Однако при достаточно больших значениях b, например при использовании составных транзисторов, вторым слагаемым можно пренебречь. Тогда выходное сопротивление минимально и определяется только дифференциальным сопротивлением эмиттерного перехода, т.е.

(5.5)

Следует заметить, что отношение R_вх/ R_выху эмиттерного повторителя несравненно больше, чем у простейшего усилительного каскада и дифференциального каскада. Отношение R_вх_max/ R_вых_min из (5.4а) и (5.5) равно отношению r_к/ r_э, которое обычно более 50 000. Поэтому повторитель широко используется в качестве буферного каскада, позволяя обеспечить связь низкоомной нагрузки с высокоомным источником сигнала, осуществляя при этом усиление тока, а следовательно, и мощности.

И~~стоковый повторитель.~~

5.5.2. Истоковый повторитель

Принципиальная схема повторителя приведена на рис.5.7~~10.11~~, а, а эквивалентная малосигнальная схема – на рис.5.7~~10.11~~, б. В схеме использован полевой транзистор с управляющим p-n-переходом. В приведенной схеме (рис.5.7~~10.11~~) сток через очень малое сопротивление источника питания Е_с соединен с общей шиной каскада, т.е. вывод стока является общим для входной и выходной цепей. Поэтому истоковый повторитель включен по схеме с общим стоком (ОС), как и эмиттерный повторитель по схеме с общим коллектором (ОК).

Для каскада с ОС по эквивалентной схеме, приведенной на рис.5.7~~10.11~~, можно вычислить коэффициент усиления по напряжению:

. (5.6~~10.20~~)

Из формулы следует, что К_u < 1, но при увеличении Sr_н К_u1. При этом нетрудно убедится, что каскад с ОС не инвертирует фазу сигнала. Оба эти фактора и определили название «повторитель напряжения».

Выходное сопротивление для каскада с ОС на низких частотах,

. . (5.7~~10.21~~)

Если Sr_си >>1, то и в случае 1/R_н << S составит

R_вых1/S (5.7~~10.21~~а)

Таким образом, чем меньше крутизна полевого транзистора (а она снижается при уменьшении рабочего тока), тем выше R_вых.

Что касается входного сопротивления истокового повторителя, то оно принципиально велико о – это дифференциальное сопротивление обратновключенного управляющего перехода.

Вопросы

1. Как решается проблема в дискретной и интегральной схемотехнике согласования каскадов по уровню постоянного напряжения?

2. Приведите схемную реализацию устройства СУ на основе ГСТ.

3. Какие требования предъявляются к выходным каскадам ИМС?

4. Проанализируйте передаточную характеристику схемы двухтактного усилителя.

5. Что представляют собой повторители напряжения?

6. Чем обусловлено использование ~~использование~~ эмиттерного повторителя в качестве буферного каскада?

Лекция 6.Обратные связи усилителя

6.1. Концептуальная диаграмма

6.2. Обратные связи усилителя и их назначениея

Обратной связью (ОС) в усилителях называют явление передачи сигнала из выходной цепи во входную. Электрические цепи, обеспечивающие эту передачу, носят название цепей обратной связи. Структурная схема усилителя, охваченного ОС, приведена на рис.6.1. В нем выходной сигнал усилителя 1 (в виде напряжения U_вых или тока I_вых ) через цепь обратной связи 2 частично или полностью подается к схеме сравнения. В ней происходит вычитание (или сложение) входного сигнала U_вх или I_вх и сигнала ОС U_ос или I_ос. В результате этого на вход усилителя поступает сигнал, равный разности или сумме входного сигнала и сигнала обратной связи.

Петлей обратной связи называют замкнутый контур, включающий в себя цепь ОС и часть усилителя между точками ее подключения.

Местной обратной связью (местной петлей обратной связи) принято называть ОС, охватывающую отдельные каскады или части усилителя, а общей обратной связью - такую ОС, которая охватывает весь усилитель.

Обратную связь называют отрицательной, если ее сигнал вычитается из входного сигнала, и положительной, если сигнал ОС суммируется с входным. При отрицательной ОС коэффициент усиления уменьшается, а при положительной - увеличивается. Из-за схемных особенностейях усилителя и цепи ОС возможны варианты, когда обратная связь существует либо только для медленно изменяющейся составляющей выходного сигнала, либо только для переменной составляющей его, либо для всего сигнала. В этих случаях говорят, что обратная связь осуществлена по постоянному, по переменному, а также как по постоянному, так и по переменному токам.

В зависимости от способа получения сигнала различают обратную связь по напряжению (рис.6.2,а), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален напряжению выходной цепи; обратную связь по току (рис.6.2,б), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален току выходной цепи; комн~~бинированную ОС (рис.6.2,в), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален как напряжению, так и току выходной цепи.~~

В зависимости от способа получения сигнала различают обратную связь по напряжению (рис.6.2,а), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален напряжению выходной цепи; обратную связь по току (рис.6.2,б), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален току выходной цепи; комбинированную ОС (рис.6.2,в), когда снимаемый сигнал ОС пропорционален как напряжению, так и току выходной цепи.

По способу введения~~ыделения~~ во входную цепь сигнала обратной связи различают: последовательную схему выделения ОС (рис.6.3,а), когда напряжение сигнала ОС суммируется с входным напряжением; параллельную схему введения ОС (рис.6.3,б), когда ток цепи ОС суммируется с током входного сигнала; смешаенную схему введения ОС (рис.6.3,в), когда с входным сигналом суммируется ток и напряжение цепи ОС.

Для количественной оценки степени влияния цепи обратной связи используют коэффициент обратной Ψ~~связи~~ γ, показывающий, какая часть выходного сигнала поступает на вход усилителя. В общем случае γ Ψ=P_ос /P_вых.

Однако значительно чаще Ψγ определяют как отношение как отношение напряжений или токов:

(6.1)

причем при рассмотрении обратной связи по напряжению индекс u обычно опускается.

Рассмотрим, как изменяются основные параметры усилителя, охваченного обратной связью.

Коэффициент усиления. Для простоты и наглядности будем считать, что фазовые сдвиги в цепях усилителя и обратной связи отсутствуют. Цепь положительной обратной связи охватывает весь усилитель (см. рис.6.1~~4.5~~). сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению (обратная связь по напряжению).

Коэффициент усиления усилителя, охваченного такой цепью ОС,

. (6.2)

Из рис.6.1 видно, что

(6.3)

где К - коэффициент усиления усилителя без обратной связи.

Тогда (6.2) можно переписать:

(6.4)

Произведение К_Ψ_Кγ называют петлевым усилением, а (1-К_Ψγ) - глубиной обратной связи.

Так как входной сигнал и сигнал обратной связи суммируются, то в рассматриваемом случае имеет место положительная обратная связь. Она увеличивает значение коэффициента усиления усилителя. Значение петлевого усиления при положительной обратной связи согласно (6.4) ограничено условием

К_Ψ _К_γ < 1. (6.5)

При К_Ψγ ³ 1 усилитель теряет устойчивость и не может рассматриваться как усилитель, так как выходной сигнал перестает быть однозначно зависимым от входного сигнала (первое условие потери устойчивости). При этом возможны возникновение автоколебаний, когда выходное напряжение мало зависит от входного сигнала и периодически изменяется с какой-либо частотой, или появление триггерных "эффектов", при которых усилитель скачкообразно переходит из одного устойчивого состояния в другое при определенном уровне входного сигнала. Сущность этих режимов заключается в следующем: если

К_Ψ γ ³ 1, то любой малейший входной сигнал, вызванный наводками или колебаниями параметров активных элементов, усилится и вернется обратно на вход усилителя. Причем значение этого пришедшего сигнала равно (К_Ψ γ = 1) или больше входного сигнала. Суммируясь с ним, он вызывает появление большого выходного сигнала, который, в свою очередь, снова суммируется с входным и вызывает дальнейшее увеличение выходного сигнала. В итоге любой малый входной сигнал, возникший в линейной усилительной цепи, охваченной положительной ОС, вызовет появление выходного сигнала, значение которого стремится к бесконечности. В реальном усилителе такое усиление невозможно из-за ограничений, наступающих при каком-то значении выходного сигнала. В результате будет не "бесконечно" большое усиление, а появятся незатухающие автоколебания или на выходе будет максимальное напряжение, которое может появиться в усилителе. Форма автоколебаний зависит от характера и параметров цепи обратной связи и коэффициента петлевого усиления.

Так как сигнал обратной связи суммируется с входным сигналом, т.е. фазовый сдвиг между ними равен нулю, то можно сформулировать второе условие возникновения автоколебаний: фазовый сдвиг, вносимый усилителем и цепью обратной связи, должен быть равен 0° на частоте автоколебаний.

Таким образом, если на какой-то частоте выполняются условия | К_Ψγ| ³ 1 и j =0°, то усилитель потеряет устойчивость. Если эти условия выполняются только на одной частоте, то сигнал автоколебаний будет иметь синусоидальную форму.

Когда условия самовозбуждения выполняются в полосе частот от w_н до w_в, причем w_н> 0, то выходной сигнал имеет несинусоидальную форму. При выполнении условий потери устойчивости на нулевой частоте автоколебания отсутствуют и наблюдается появление триггерного эффекта.

Если усилитель или цепь ОС вносит фазовый сдвиг, равный 180°, то входной сигнал и сигнал обратной связи вычитаются друг из друга: U₁ =U_вх - U_ос, а ОС становится отрицательной.

Коэффициент усиления усилителя с обратной связью

(6.6)

Так как положительная обратная связь ухудшает характеристики усилителя, в усилителях измерительных устройств в основном используют отрицательную обратную связь.

Применение отрицательной обратной связи обеспечивает: повышение стабильности коэффициента усиления при смене активных компонентов, изменении напряжений питания и т.д.; расширения полосы пропускания усилителя; уменьшение фазового сдвига между выходным и входным напряжениями; снижения уровня нелинейных искажений и собственных помех, возникающих в той части усилителя, которая охвачена отрицательной ОС.

6.2.1. Усилители в интегральном исполнении

Интегральные линейные микросхемы включают в себя усилительные каскады, а также их комбинации и модернизированные варианты. Они отличаются от усилителей, выполненных на дискретных элементах, только методами изготовления отдельных компонентов схем и технологией изготовления законченных функциональных узлов. В большинстве случаев принципиальные схемы интегральных усилителей выглядят значительно сложнее своих дискретных аналогов. Это объясняется тем, что если для незначительного улучшения каких-либо параметров усилителя требуется ввести один или несколько дополнительных транзисторов, их, как правило, вводят, зная, что стоимость изготовления от этого существенно не изменится.

Таким образом, интегральный усилитель представляет собой законченный функциональный блок, изготовленный в едином корпусе, имеющий параметры, заданные в технических условиях, в принципиальную схему которого нельзя внести никаких изменений, не предусмотренных при его проектировании.

При подключении требуемых напряжений питания и выполнении необходимых соединений такой функциональный законченный блок имеет параметры, указанные в отраслевых стандартах на применение данного усилителя.

При использовании интегральных микросхем отпадает необходимость в расчете, сборке и настройке отдельных каскадов. В этом случае на первый план выдвигаются вопросы согласования отдельных микросхем, введения цепей ОС, обеспечивающих получение необходимых параметров, обеспечения устойчивости всей системы, охваченной цепями ОС, и т.д.

В настоящее время промышленностью разработано и выпускается значительное количество различных микросхем, в которых усилители являются лишь одним из функциональных узлов другого назначения.

6.3. Аналитический метод определения передаточных характеристик усилителя в режиме большого сигнала

Принципиальная схема элемента дана на рис.6.4. Отрицательная обратная связь (ООС) выхода со входом обусловлена наличием резистора R₂ в цепи эмиттера. Это снижает коэффициент усиления элемента по напряжению, но зато существенно линеазирует его передаточную характеристику, повышает входное сопротивление и снижает выходное сопротивление.

Связь U_вых с U_вх нетрудно получить, используя (4.1). Из этого уравнения с учетом соотношений:

Вытекает

(6.7)

На основании уравнений Кирхгофа имеем

. (6.8)

Максимально допустимым значением тока эмиттера в этой цепи будет такое его значение, при котором транзистор оказывается на грани режима глубокого насыщения. Так например, при Е_п= 12 В и R₁ = 2 кОм допустимое значение тока эмиттера не более 6 мА.

Алгоритм расчета передаточной характеристики будет следующим. В обоснованном диапазоне изменения тока эмиттера выбирается ряд равностоящих его значений и для каждого из этих значений по формуле (6.8) вычисляется значение U_вых, а затем, по формуле (6.7), значение U_вх.

Ниже, в таблице 1.1, приведены результаты расчетов для случая Е_п= 12 В, R₁ = 2 кОм, R_н = 10 кОм, R₂ = 0,15 кОм.

В четвертом столбце этой таблицы даны абсолютные значения приращения входного напряжения, соответствующие избранному шагу изменения I_э, равному 0,5 мА, или, что совершенно равнозначно, избранному шагу изменения U_вых, равному 0,825 В.

Таблица 6.1

Результаты расчетов передаточной характеристики усилительного каскада с ООС

I_э, мА	U_вых, В	U_вх, В	∆U_вх,В	U*_вх,В	∆U *_вх,В
0.5	9.174	0.6802	9.53·10^-2	0.6051	2.01·10^-2
1.0	8.349	0.7755		0.6252
			8.78·10^-2		1.27·10^-2
1.5	7.523	0.8633		0.6379
			8.49·10^-2		0.97·10^-2
2.0	6.698	0.9482		0.6476
			8.34·10^-2		0.82·10^-2
2.5	5.872	1.0316		0.6558
			8.24·10^-2		0.72·10^-2
3.0	5.047	1.1140		0.6630
			8.19·10^-2		0.65·10^-2
3.5	4.221	1.1959		0.6695
			8.14·10^-2		0.62·10^-2
4.0	3.396	1.2773		0.6757
			8.12·10^-2		0.58·10^-2
4.5	2.570	1.3585		0.6815
			8.10·10^-2		0.57·10^-2
5.0	1.745	1.4395		0.6872
			8.09·10^-2		0.55·10^-2
5.5	0.919	1.5204		0.6927

В пятом и шестом столбцах таблицы для сравнения даны значения U ^*_вх и ∆ U ^*_вх, полученные при R₂ =0.

Как видим, при наличии ООС по цепи эмиттера, крутизна передаточной характеристики (коэффициент усиления по напряжению) К_u=∆U_вых /∆U_вх в рассматриваемом диапазоне изменения U_вх изменяется только примерно на 16% (от 8,66 до 10,2). В отсутствии же обратной связи (R₂ =0) этот коэффициент изменяется более чем в 3,6 раза (от 41 до 150).

Динамическое входное сопротивление каскада в средней части рабочего диапазона равно

кОм.

В отсутствии обратной связи входное сопротивление в той точке равно

кОм.

Вопросы

1.Что называется обратной связью в усилителях?

2. Какая связь коэффициента усиления при отрицательной и положительной обратной связи?

3. ~~Перечислите способы получения сигнала ОС.~~

Как различается ОС в зависимости от способа получения?

4. Приведите схемы различных способов введения ~~введения~~ сигналов ОС. ~~по способу введения~~.

5. Какой параметр~~.Что~~ характеризует степень влияния цепи обратной связи?

6. Чем отличаются интегральные усилители от своих дискретных аналогов?

7. Как выглядит принципиальная схема усилительного каскада с внутренней ООС?

8. Какой вывод можно сделать по результат расчетов передаточной характеристики усилительного каскада с ООС?

Лекция № 7. .

Дифференциальный усилитель

7.1. Концептуальная диаграмма.

7.2. Определение ДУ, схемная реализация с фиксированным током эмиттера

Усилительный дифференциальный каскад (ДК) предназначен для усиления разности двух напряжений. В идеальных ДК выходное напряжение пропорционально только разности входных напряжений, приложенных к двум его входам, и не зависит от их абсолютной величины.

Схема усилителя представлена на рис.7.1. Это два эмиттерно-связанных идентичных транзистора с одинаковыми резисторами R₁ и R₂ в цепях коллекторов, питаемые от ГСТ. Усилитель имеет два выхода. Выходное напряжение снимается с коллекторов транзисторов.

Так как потенциалы эмиттеров всегда одинаковы, транзисторы идентичны и R₁ = R₂ , то при U_{вх1 ВХ1} = U_вх2ВХ2 U_выхВЫХ = 0. Другими словами, такой усилитель реагирует только на разность входных напряжений, почему и назван ддифференциальным.

Чтобы транзисторы в возможно более широком ~~диапозоне~~диапазоне изменения значения разности U_вх1ВХ1 – U_вх2ВХ2 сохраняли активный режим, необходимо чтобы значение тока ГСТ -I_г– и номинал резисторов R₁ и R₂ удовлетворял неравенству I_гГ ×* R₁ < Е_п1П1 , так как в предельном случае ток эмиттера одного из транзисторов может стать равным I_{Г г}..

Напишем соотношения, связывающие значения токов и напряжений в элементах цепи.

I_К1~~= I₁ + I~~_Н ,

I_К2~~= I₂ - I~~_Н ,

I_К1 ~~= (~~ b * I_Э1 ~~) / (~~ b ~~+ 1) ,~~

I_К2 ~~= (~~ b * I_Э2 ~~) / (~~ b ~~+ 1) ,~~

U_К1 ~~= Е_П –~~ ~~I₁ * R₁~~ ,

U_К2 ~~= Е_П –~~ ~~I₂ * R₂ ,~~

U_Б1 = U_ВХ1 ,

U_Б2 = U_ВХ2 ,

~~U_ВЫХ~~ = U_К2 - U_К1.

(7.1)

Так как значение выходного напряжения определяется лишь значением разности U_вх1 и U_вх2, при расчетах любое из них можно положить равным нулю. Будем далее считать U_вх2 = 0 (вывод базы VT2 закорочен на общую шину).

(7.2)

~~Так как значение выходного напряжения определяется лишь значением разности~~ U_ВХ1 и U_ВХ2 ~~, при расчетах любое из них можно положить равным нулю. Будем далее считать~~ U_ВХ2 ~~= 0 (вывод базы~~ VT~~2 закорочен на общую шину).~~

U_ВЫХ ~~= (~~b ~~/ (~~b ~~+ 1 )) * ((~~ R₁ * R_Н * I_Г ~~) / (~~R_Н ~~+ 2~~ R₁ ~~) )* (2~~I_Э1 / I_Г ~~– 1) , (7.2)~~

(7.3)

(7.4)

(7.5)

(7.6)

(7.7)

В соответствии с (4.2) и системой (7.2) – (7.7) имеем

(7.8)

(7.9)

U_К1 ~~= Е_П1 - (~~b ~~/ (~~b + 1 )) * R₁ * I_Г * (R₁ ~~+ (~~R_Н I_Э1 )/ I_Г~~) / (~~R_Н ~~+ 2~~ R₁ ~~) , .(7.3)~~

7.3. Передаточная характеристика по току и напряжению в области устойчивого состояния (ключевой режим), облсасть усиления.

U_КБ1 = U_К1 - U_Б1 ~~= Е_П1 - (~~b ~~/ (~~b + 1 )) * R₁ * I_Г * (R₁ ~~+ (~~R_Н I_Э1 )/ I_Г~~) / (~~R_Н ~~+ 2~~ R₁ ~~) –~~ U_ВХ1 ~~, (7.4)~~

U_КБ2 = U_К2 ~~= Е_П1 - (~~b ~~/ (~~b + 1 )) * R₁ * I_Г * (R₁ + R_Н ~~- (~~R_Н I_Э1 )/ I_Г~~) / (~~R_Н ~~+ 2~~ R₁ )

~~, (7.5)~~

U_БЭ1 = U_ВХ1 - U_Э ~~, (7.6)~~

U_БЭ2 ~~= -~~U_Э.~~. (7.7)~~

~~В соответствии с ( ) и системой (7.2) – (7.7) имеем~~

U_Э ~~= - [~~ln(I_Г - I_Э1 ~~) +~~m *U_КБ2 – ~~lnI_OO] / (~~b_Э + c*U_КБ2~~) , (7.8)~~

c *U²_ВХ1 ~~– [~~b_Э + c*U_К1 +c*U_Э +m]U_ВХ1 ~~+ (~~b_Э + c*U_К1)U_Э +m U_К1– ~~lnI_OO~~ +ln I_Э1~~= 0 .(7.9)~~

Метод расчета передаточной характеристики дифференциального усилителя представляется следующим образом. Задаемся рядом равноотстающих значений I_э1Э1 в интервале от I_э1Э1 = 0. 1 ×I_г_IГ до I_э1_IЭ1 =0. 9 ×I_г. I_Г . Для каждого из этих значений по формуле (7.2 ) определяем значение U_{вых ВЫХ} по формуле (7.5 ) значение U_кб2КБ2 и по формуле (7.8 ) U_Ээ . Затем, по формуле (7.3 ) определяем значение U_к1 _К1 и, решая уравнение (7.8 ), находим значение U_вх1ВХ1.

В таблице 7.1 ~~1. 3~~ приведены результаты расчетов для случая Е_п1 _П1= 12 В, R₁= R₂= R_Н= 10 кОм, I_{г Г} = 1мА и транзистора с параметрами (4.1~~1. 1~~).

интервале измерения тока эмиттера I_э1 от I_э1 = 0. 3×I_г до I_э1 =0. 7×I_г передаточная характеристика практически линейна и дифференциальный коэффициент передачи по напряжению К_u = 54. 1. Однако за пределами этого интервала крутизна характеристики уменьшается, стремясь к нулю.

Выходное сопротивление дифференциального усилителя при этом довольно велико, так что изменение значения R_н существенно сказывается на крутизне характеристики. Так например, если в рассмотренной схеме считать , то при токе I_э1 = 0. 4×I_гполучим U_вых = -1. 981 В, U_вх = -8. 57 мВ, К_u = 231. Как видим, по сравнению с прежним (R_н= 10 кОм), крутизна характеристики возросла более чем в 4 раза.

Для усилителей постоянного тока важна стабильность выходного напряжения в отсутствии сигнала или, как говорят, важно отсутствие дрейфа нуля. Этот дрейф может обуславливаться изменением напряжения питания,,

изменением температуры и изменением значений параметров транзисторов со временем.

Таблица 7.1~~1. 3~~

Результаты расчетов передаточной характеристики дифференциального каскада

I_Э1, мА	U_ВЫХ , В	U_КБ2 , В	U_Э , В	U_К1 , В	U_ВХ1 , В
0. 1	-2. 642	5. 726	-0. 6255	8. 368	-64. 0
0. 2	-1. 981	6. 056	-0. 6217	8. 037	-41. 0
0. 3	-1. 321	6. 386	-0. 6174	7. 707	-25. 3
0. 4	-0. 660	6. 716	-0. 6126	7. 377	-12. 2
0. 5	0. 000	7. 047	-0. 6070	7. 047	0. 0
0. 6	0. 660	7. 377	-0. 6004	6. 716	12. 2
0. 7	1. 321	7. 707	-0. 5921	6. 386	25. 3
0. 8	1. 981	8. 037	-0. 5807	6. 056	41. 0
0. 9	2. 642	8. 368	-0. 5616	5. 726	64. 0

График этой передаточной характеристики приведен на рис.7.2.~~1.9~~

В ~~интервале измерения тока эмиттера~~ I_Э1 от I_Э1 ~~=0. 3~~ I_Г до I_Э1 ~~=0. 7~~ I_Г ~~передаточная характеристика практически линейна и дифференциальный коэффициент передачи по напряжению К~~U ~~=54. 1. Однако за пределами этого интервала крутизна характеристики уменьшается, стремясь к нулю.~~

~~Выходное сопротивление дифференциального усилителя при этом довольно велико, так что изменение значения~~ R_Н существенно сказывается на крутизне характеристики. Так например, если в рассмотренной схеме считать , то при токе I_Э1 ~~=0. 4~~ I_Г ~~получим~~ U_ВЫХ ~~= -1. 981 В,~~ U_ВХ ~~=-8. 57 мВ, К~~_U ~~= 231~~ ~~. Как видим, по сравнению с прежним (~~ R_Н=10 ~~кОм~~ ) ~~, крутизна характеристики возросла более чем в 4 раза.~~

ДДостоинством рассмотренного типа дифференциальных усилителей является практически полное отсутствие дрейфа нуля. Это непосредственно следует из их нечувствительности к синфазным сигналам. Изменение же напряжения питания, изменение температуры, изменение значений параметров транзисторов дифференциальной пары можно рассматривать как воздействие на эту пару таких синфазных сигналов.

Обратим внимание еще на одно важное свойство дифференциального усилителя .

Так как сумма токов эмиттеров дифференциальной пары остается постоянной и равной I_гГ , то изменение входного напряжения вызывает, по существу, изменение соотношения тока каждого эмиттера (например I_э11Э1 ) к току ГСТ. В режиме малого сигнала ( область изменения I_э1Э1 / I_гГ от 0. 4 до 0. 6 ), как было показано, передаточная характеристика линейна. Но это значит, если учесть (7.2 ), что величина (22 I_э1Э1 / I_гГ – 1 ) с большой точностью пропорциональна разности ( U_вх1ВХ1 - U_вх2ВХ2 ). На этом основании можно утверждать, что в режиме малдого сигнала выходное напряжение ~~дифферинциального~~дифференциального усилителя пропорционально произведению тока ГСТ и разности значений входных напряжений

U_ВЫХ ~~= В~~ I_Г * (U_ВХ1 - U_ВХ2 ~~) , ( )~~ (7.10)

т.е. дифференциальный усилитель осуществляет операцию перемножения этих двух величин. В рассмотренном выше случае

В = 54. 1 мА^-1 .

7.4. Коэффициент усиления

В реальном ДУ, в котором оба плеча не идентичны, а источник тока имеет конечное сопротивление, имеют место влияние синфазной составляющей входного сигнала на дифференциальную составляющую выходного сигнала и влияние дифференциальной составляющей входного сигнала на синфазную составляющую выходного сигнала.

В общем случае соотношения между синфазными и дифференциальными составляющими можно записать с помощью двух уравнений:

(7.11а)

(7.11б)

Здесь коэффициенты К являются коэффициентами передачи соответствующих составляющих со входа на выход. В реальном ДУ взаимные коэффициенты К_сд и К_дс равны нулю.

Рассмотрим главный параметр ДУ - коэффициент усиления дифференциальной составляющей К_дд. Его часто называют просто коэффициентом усиления и обозначают через К.

Как известно, потенциал эмиттера при подаче дифференциального сигнала остается неизменным, а значит, для переменных составляющих его следует считать равным нулю. Поскольку в каждом плече усиливается сигнал 1/2 U_вх, а на выходе усиленные сигналы складываются, коэффициент усиления ДУ равен коэффициенту усиления отдельного плеча.

Полагая R_э= 0, получим

(7.12)

где a - коэффициент передачи тока;

r_э - сопротивление эмиттерного перехода;

R_г - внутреннее сопротивление источника сигнала;

r_б - внутреннее сопротивление базы.

Очевидно, что коэффициент усиления ДУ значительно больше, чем у простейшего усилителя. Разница может составлять десятки раз. Следовательно, помимо отсутствия (или гораздо меньшего) дрейфа, ДУ свойствен гораздо больший коэффициент усиления, что является одним из его важных преимуществ.

Вопросы

1. Почему усилитель назван дифференциальным?

2. Опишите принцип работы ДУ.

3. Проанализируйте передаточную характеристику дифференциального каскада.

4. Назовите достоинство рассмотренного типа дифференциальных усилителей.

5. Как определяется главный параметр ДУ - коэффициент усиления?

~~Лекция № 8~~

Лекция 8. Операционный усилитель

8.1. Концептуальная диаграмма

8.2. Типовая структура ОУ

Операционным усилителем ОУ называют высококачественный интегральный усилитель постоянного тока с дифференциальным входом и однотактным выходом, предназначенным для работы в схемах с обратной связью. Название усилителя связано с первоначальным применением – выполнением различных математических операций с аналоговыми сигналами ( суммирование, вычитание, логарифмирование, интегрирование, дифференцирование и др.. ).

Идеальный ОУ имеет бесконечно большой коэффициент усиления по напряжению, бесконечно большое входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление, бесконечно большую полосу пропускания.

Операционный усилитель – это усилитель постоянного тока, основанный на принципе дифференциального усиления по напряжению (К_U =10⁴–10⁶ ) и предназначенный для осуществления различного рода линейных операций над сигналами.

На рис. 8.1~~10.18~~,а приведено условное упрощенное графическое обозначение ОУ без выводов для подключения источников питания, без общей шины и внешних элементов, а на рис.8.2~~10.18~~,б - с некоторыми из этих выводов.

Современные ОУ имеют, как правило, три структурных элемента (рис.8.2 ~~10. 19~~): входной дифференциальный каскад (ДК), промежуточный усилительный каскад (ПУК) и выходной каскад (ВК). Между каскадами существует непосредственная связь (без конденсаторов), т. е. ОУ является усилителем постоянного напряжения (тока). Применение на входе почти всех ОУ дифференциального каскада приводит к повышению стабильности выходного потенциала ОУ (из-за очень малого уровня дрейфа) и расширению функциональных возможностей. В случае ОУ с низким коэффициентом усиления промежуточный каскад не предусматривается. В ОУ с большим коэффициентом усиления используются промежуточные каскады ПУК, также представляющие собой дифференциальные каскады, но с однотактным выходом.

Выходной каскад является усилителем мощности и предназначен для согласования усилителя с нагрузкой. В качестве ВК обычно используется эмиттерный повторитель, имеющий низкое выходное сопротивление. Однако этот выходной каскад при отсутствии сигнала потребляет значительную мощность. Для уменьшения последней ВК изготовляют по двухтактной схеме на основе комплементарных биполярных транзисторов.

В ОУ предусматривается схема сдвига уровня потенциала, обеспечивающая согласование каскадов и установку на выходе при отсутствии сигнала постоянного потенциала, равного потенциалу входа ОУ.

8.3. Параметры ОУ

Ниже приведены названия и обозначения параметров интегральных ОУ без внешней обратной связи. Число параметров, приводимых в справочниках, зависит от типа ОУ. Ниже для примера представлены числовые значения параметров ОУ 153УД1.

Коэффициент усиления по напряжению К_U . . . . . . . . . . . . . . . . . . . (20. . . 80)*10³

Коэффициент ослабления синфазного сигнала К_{ОС СФ} . . . . . . . . . . 65 дБ

Выходное сопротивление R_ВХ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 100 кОм

Выходное сопротивление R_ВЫХ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .200 Ом

Частота единичного усиления f₁ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1 МГц

Напряжение смещения нуля U_СМ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ± 5 мВ

Температурный дрейф напряжения смещения ∆U_C_М . . . . . . . . . . ..35 мкВ/ °С

Входной ток при отсутствии сигнала I_ВХ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0, 6 мкА

Средний температурный дрейф входного тока . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 нА / °С

Разность входных токов ∆I_ВХ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0, 25 мкА

Средний дрейф разности входных токов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .5 нА / °С

Диапазон изменения синфазных входных напряжений . . . . . . . . . ± 10 В

Диапазон изменения выходного напряжения U_ВЫХ. . . . . . . . . . . . . ± 10 В

Скорость нарастания выходного напряжения V_U_ВЫХ . . . . . . . . . . . 0, 06 В /мкс

Напряжение источника питания U_П . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ± 15 В

Ток потребления I_ПОТ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 мА

Дадим определения тем параметрам, которые еще не встречались или смысл которых не ясен из названия.

Напряжение смещения нуля U_смСМ – напряжение, которое необходимо приложить ко входам ОУ для того, чтобы на его выходе получить нулевое напряжение. Дело ва том, что из-за неидеальности характеристик на выходе при отсутствии входного сигнала появляется некоторое напряжение, которое может быть принято за сигнал. Для коррекции нуля (балансировки) предусмотрен специальный вывод.

Входной ток I_вхВХ – ток, текущий в цепи входной электрод – земля при отсутствии сигнала и при сбалансированной схеме.

Частота единичного усиления f₁- частота, при которой коэффициент усиления по напряжению равен единице : К_uU(f₁) = 1. Частота, при которой К_{u К}_U уменьшается до уровня 0, 7 от значения при f = 0 (как в биполярном транзисторе), называется предельной (f_прПР). В области от 2f_прПР до f₁ действует соотношение : К_uU(f) f = f₁.

Скорость нарастания выходного напряжения V_u_вых_{U ВЫХ} определяется при подаче на вход скачкообразного напряжения сигнала. Чем больше f₁, тем меньше время нарастания и выше скорость нарастания.

Существуют два основных включения ОУ с внешними ООС: неинвертирующшее и инвертирующее. Принято в ОУ называть неинвертирующим тот вход, фаза сигнала на котором совпадает с фазой выходного сигнала. На условном обозначении (рис.8.1) он отмечен знаком «плюс». Тогда второй вход ОУ следует называть инвертирующим, так как в случае дифференциального входного каскада напряжение на этом входе будет вызывать изменение выходного напряжения в противоположной фазе. Инвертирующий вход обозначается знаком «минус» или кружком.

Схема неинвертирующего включения ОУ в ООС показана на рис.8.3 Входной сигнал (для примера положительный) подается на неинвертирующий вход ОУ (между ним и землей). Второй (инвертирующий) вход соединен с делителем напряжения на резисторах R₁ и R₂. Поэтому часть выходного напряжения оказывается приложенной между инвертирующим входом и землей. Это напряжение и называется напряжением обратной связи U_ОС . Таким образом, между входами ОУ действует алгебраическая сумма напряжений входного сигнала U_ВХ и напряжения обратной связи:

(8.1)

где называется коэффициентом обратной связи, так как он показывает, какая часть выходного напряжения поступает через цепь обратной связи во входную цепь ОУ. Относительно земли напряжения U_вх и U_ос одинаковы по знаку (или по фазе в случае синусоидального сигнала), поэтому непосредственно на вход ОУ поступает разностное напряжение . Ослабление сигнала на входе усилителя и называется эффектом отрицательной обратной связи.

Выходное напряжение ОУ

, (8.2)

где К_U – паспортный коэффициент усиления ОУ без обратной связи.

Коэффициент усиления схемы ОУ с отрицательной обратной связью для подведенного сигнала U_вх, а не действующего между входами ОУ, получим из (8.2):

. (8.3)

Из (8.3) видно, что К_uос < К_u, так как на входе ОУ действует теперь не напряжениеU_вх, а меньшее напряжение . В ОУ значение К_U очень велико (достигает 10⁶), поэтому К_uК_ос >> 1 и вместо (8.3) можно записать

. (8.4)

Таким образом, коэффициент усиления схемы определяется только параметрами цепи отрицательной обратной связи и практически не зависит от К_u и его нестабильности. Эффект стабилизации получен ценой потери коэффициента усиления сигнала. Другими словами, введение ООС позволяет стабилизировать коэффициент усиления схемы. Действительно, если по какой-то причине К_u уменьшается, то одновременно при том же поступающем сигнале U_вх уменьшаются U_вых и U_ос, что приводит к росту разности U_вх - U_ос на входах ОУ. Последнее вызовет увеличение U_вых, т. е. пПриведет к компенсации первоначального уменьшения U_вых, вызванного понижением коэффициента усиления самого ОУ.

Следует отметить, что = U_вых/ К_u стремится к нулю при К_u . Таким образом, можно считать, что U_вх» U_ос . Поэтому вместо (8.1) можно записать и сразу получить (8.4).П Приближение U_вх» U_ос, означающее, что напряжение между входами ОУ можно практически считать близким к нулю, широко используется при анализе различных схем на основе ОУ.

Применение ООС в данной схеме приводит к увеличению входного сопротивления между входами ОУ (дифференциальное входное сопротивление). Действительно, из-за уменьшения величины (U_вх–U_ос) снижается ток между входами, а следовательно, входное сопротивление становится значительно больше, чем входное сопротивление самого ОУ (без обратной связи), приводимое в справочнике. Входное сопротивление при ООС

>> R_вх.

В идеальном ОУ К_u , следовательно, R_{вх ос} .

Выходное сопротивление схемы с инвертирующим включением меньше чем у ОУ без ООС:

<< R_ВЫХ.

При К_uК_ос >> 1 R_{вых ос} =R_вых / К_uК_ос. Если К_u , то R_{вых ос} ® 0..Заметим еще раз, что повышение входного и понижение выходного сопротивления явилось результатом применения ООС.

Неинвертирующее включение ОУ используется в тех случаях, когда необходимо согласовать источник сигнала, обладающий высоким внутренним сопротивлением, с устройством обработки сигнала, имеющим низкое входное сопротивление. При этом будет сохраняться фаза сигнала, как в повторителях напряжения.

Схема с инвертирующим включением ОУ с ООС приведена на рис.8.4.

Сигнал от генератора прикладывается к инвертирующему входу через резистор R₂. Сигнал обратной связи с выхода на инвертирующий вход поступает через резистор R₁. Однако в отличие от предыдущей схемы происходит алгебраическое сложение токов, а не напряжений. Входной ток инвертирующего входа I_{вх оу} = I_вх+ I_ос . Считая входное сопротивление ОУ бесконечно большим, т.е. I_{вх оу} = 0 , получаем I_вх= - I_ос. Токи, протекающие через R₁ и R₂, примерно одинаковы. Напряжение на входе ОУ U_{вх оу}» 0, поэтому

U_{ВХ ОУ} = U_ВХ – I_ВХR₂ =0; U_{ВХ ОУ} = U_ВЫХ – I_ОСR₁ =0 .

Отсюда легко получить коэффициент усиления схемы

Знак «минус» означает, что полярности (или фазы) выходного и входного сигналов противоположны. Коэффициент усиления зависит только от отношения сопротивлений R₂ и R₁, что делает его стабильным.

Входное сопротивление схемы R_{вх ос}= U_вх / I_вх= R₂ и, как правило, невелико. Это является недостатком схемы с инвертирующим включением ОУ. Преимущество этой схемы – более низкое выходное сопротивление по сравнению с ОУ без отрицательной обратной связи. Анализ показывает, что при К_u , R_{вых ос} 0 .

В заключениеи сравним передаточные характеристики двух схем включения ОУ (рис.8.5). Передаточная характеристика схемы с инвертирующим включением расположена во втором и четвертом квадрантах, так как она отражает инвертирование сигнала, а схемы с неинвертирующим включением – в первом и третьем. Линейные участки характеристик соответствуюет большему входному сигналу при том же U_вых, чем в ОУ, из-за снижения коэффициента усиления (К_{u ос} << К_u) в результате действия ООС.

Несмотря на то что ОУ имеет очень высокий коэффициент усиления, практическое его использование для усиления сигнала невозможно по двум причинам. При большом коэффициенте усиления линейный участок передаточной характеристики на рис.8.6 ограничен весьма малым напряжением входного сигнала. Как только входной сигнал выходит за пределы этого участка, наблюдается сильное ограничение выходного сигнала. Вторая причина связана с тем, что коэффициент усиления изменяется от экземпляра к экземпляру ОУ в широких пределах и к тому же очень сильно зависит от режима работы, в первую очередь от температуры. Влияние этих причин практически удается устранить путем добавления в ОУ внешних цепей отрицательной обратной связи (ООС). Применяя различные варианты цепи ООС, можно обеспечить не только функцию усиления, но и другие функции, т. е. Обеспечить многофункциональность схем с использованием ОУ.

8.4. Амплитудная, частотная и фазовая характеристики ОУ

Для ОУ одной из важнейших является амплитудная (передаточная) характеристика – зависимость величины выходного сигнала от величины разностного (дифференциального) сигнала на входе. Передаточная характеристика идеального ОУ линейна и проходит через начало координат (рис.8.6 ~~10. 20~~). Однако реальная характеристика (штриховая линия) сдвинута вправо или влево на величину, называемую напряжением смещения нуля U_см_СМ. Значение U_смСМ обычно составляет несколько милливольт и в случае необходимости может быть сведено к нулю. После коррекции нуля возможно смешение во времени только из-за изменения температуры и нестабильности напряжения источников питания. Линейность передаточной характеристики нарушается, когда уровень выходного сигнала приближается к напряжению источников питания.

т. е. оОбеспечить многофункциональность схем с использованием ОУ.

Несмотря на то что ОУ имеет очень высокий коэффициент усиления, практическое его использование для усиления сигнала невозможно по двум причинам. При большом коэффициенте усиления линейный участок передаточной характеристики на рис. 10. 20 ограничен весьма малым напряжением входного сигнала. Как только входной сигнал выходит за пределы этого участка, наблюдается сильное ограничение выходного сигнала. Вторая причина связана с тем, что коэффициент усиления изменяется от экземпляра к экземпляру ОУ в широких пределах и к тому же очень сильно зависит от режима работы, в первую очередь от температуры. Влияние этих причин практически удается устранить путем добавления в ОУ внешних цепей отрицательной обратной связи (ООС). Применяя различные варианты цепи ООС, можно обеспечить не только функцию усиления, но и другие функции, т. е. Обеспечить многофункциональность схем с использованием ОУ.

Существуют два основных включения ОУ с внешними ООС: неинвертируюшее и инвертирующее. Принято в ОУ называть неинвертирующим тот вход, фаза сигнала на котором совпадает с фазой выходного сигнала. На условном обозначении (рис. 10. 18) он отмечен знаком «плюс». Тогда второй вход ОУ следует называть инвертирующим, так как в случае дифференциального входного каскада напряжение на этом входе будет вызывать изменение выходного напряжения в противоположной фазе. Инвертирующий вход обозначается знаком «минус» или кружком.

Схема неинвертирующего включения ОУ в ООС показана на рис. 10. 21. Входной сигнал (для примера положительный) подается на неинвертирующий вход ОУ (между ним и землей). Второй (инвертирующий) вход соединен с делителем напряжения на резисторах R₁ и R₂. Поэтому часть выходного напряжения оказывается приложенной между инвертирующим входом и землей. Это напряжение и называется напряжением обратной связи U_ОС ~~. Таким образом, между входами ОУ действует алгебраическая сумма напряжений входного сигнала~~ U_ВХ ~~и напряжения обратной связи:~~

~~(10. 57)~~

где называется коэффициентом обратной связи, так как он показывает, какая часть выходного напряжения поступает через цепь обратной связи во входную цепь ОУ. Относительно земли напряжения U_ВХ и U_ОС одинаковы по знаку (или по фазе в случае синусоидального сигнала), поэтому непосредственно на вход ОУ поступает разностное напряжение . Ослабление сигнала на входе усилителя и называется эффектом отрицательной обратной связи.

~~Выходное напряжение ОУ~~

~~, (10. 58)~~

~~где К~~_U – ~~паспортный коэффициент усиления ОУ без обратной связи.~~

~~Коэффициент усиления схемы ОУ с отрицательной обратной связью для подведенного сигнала~~ U_ВХ~~, а не действующего между входами ОУ получим из (10. 58):~~

~~. (10. 59)~~

~~Из (10. 59) видно, что К~~_UОС < К_U~~, так как на входе ОУ действует теперь не напряжение . В ОУ значение К~~_U ~~очень велико (достигает 10⁶), поэтому К~~_U~~К_ОС~~ >> ~~1 и вместо (10. 59) можно записать~~

~~. (10. 60)~~

Таким образом, коэффициент усиления схемы определяется только параметрами цепи отрицательной обратной связи и практически не зависит от К_U и его нестабильности. Эффект стабилизации получен ценой потери коэффициента усиления сигнала. Другими словами, введение ООС позволяет стабилизировать коэффициент усиления схемы. Действительно, если по какой-то причине К_U ~~уменьшается, то одновременно при том же поступающем сигнале~~ U_ВХ ~~уменьшаются~~ U_ВЫХ и U_ОС ~~, что приводит к росту разности~~ U_ВХ - U_ОС ~~на входах ОУ. Последнее вызовет увеличение~~ U_ВЫХ ~~, т. е. Приведет к компенсации первоначального уменьшения~~ U_ВЫХ ~~, вызванного понижением коэффициента усиления самого ОУ.~~

~~Следует отметить, что =~~ U_ВЫХ~~/ К~~_U ~~стремится к~~ ~~нулю при К~~_U ~~. Таким образом,~~ ~~можно считать что~~ U_ВХ» U_ОС . ~~Поэтому вместо~~ ~~(10.57) можно записать и сразу получить (10.60).Приближение~~ U_ВХ» U_ОС ,означающее, что напряжение между входами ОУ можно практически считать близким к нулю, широко используется при анализе различных схем на основе ОУ.

Применение ООС в данной схеме приводит к увеличению входного сопротивления между входами ОУ (дифференциальное входное сопротивление).Действительно, из-за уменьшения величины (U_ВХ –U_ОС) снижается ток между входами, а следовательно, входное сопротивление становится значительно больше, чем входное сопротивление самого ОУ (без обратной связи), приводимое в справочнике. Входное сопротивление при ООС

~~>> R~~_ВХ.

~~В идеальном ОУ К~~_U , ~~следовательно, R~~_{ВХ ОС} .

~~Выходное сопротивление схемы с инвертирующим включением меньше чем у ОУ без ООС:~~

~~<< R~~_ВЫХ.

~~При К~~_U~~К_ОС~~ ~~>> 1 R~~_{ВЫХ ОС} =R_ВЫХ ~~/ К~~_U~~К_ОС~~ ~~. Если К~~_U ~~, то R~~_{ВЫХ ОС} .Заметим еще раз, что повышение входного и понижение выходного сопротивления явилось результатом применения ООС.

~~Схема с инвертирующим включением ОУ с ООС приведена на рис.10.22.~~

~~Сигнал от генератора прикладывается~~ ~~к инвертирующему входу через резистор~~ R₂~~. Сигнал обратной связи с выхода на инвертирующий вход поступает через резистор~~ R₁. Однако в отличие от предыдущей схемы происходит алгебраическое сложение токов, а не напряжений. Входной ток инвертирующего входа I_{ВХ ОУ} = I_ВХ+ I_ОС . ~~Считая входное сопротивление ОУ бесконечно большим, т.е.~~ I_{ВХ ОУ} ~~= 0~~ ~~, получаем~~ I_ВХ~~= -~~ I_ОС ~~. Токи, протекающие через~~ R₁ и R₂ ~~,примерно одинаковы. Напряжение на входе ОУ~~ U_{ВХ ОУ}» ~~0 ,поэтому~~

U_{ВХ ОУ} = U_ВХ – I_ВХ~~R₂ =0~~; U_{ВХ ОУ} = U_ВЫХ – I_ОС~~R₁ =0~~ .

~~Отсюда легко получить коэффициент усиления схемы~~

Знак «минус» означает, что полярности (или фазы) выходного и входного сигналов противоположны. Коэффициент усиления зависит только от отношения сопротивлений R₂ и ~~R₁, что делает его стабильным.~~

~~Входное сопротивление схемы~~ R_{ВХ ОС} = U_ВХ / I_ВХ= R₂ и, как правило, невелико. Это является недостатком схемы с инвертирующим включением ОУ. Преимущество этой схемы – более низкое выходное сопротивление по сравнению с ОУ без отрицательной обратной связи. Анализ показывает, что при К_U ~~, R~~_{ВЫХ ОС} 0 .

В заключении сравним передаточные характеристики двух схем включения ОУ (рис.10.23).Передаточная характеристика схемы с инвертирующим включением расположена во втором и четвертом квадрантах, так как она отражает инвертирование сигнала, а схемы с неинвертирующим включением – в первом и третьем. Линейные участки характеристик соответствует большему входному сигналу при том же U_ВЫХ ~~, чем в ОУ, из-за снижения коэффициента усиления (К~~_{U ОС} << К_U) ~~в результате действия ООС.~~

Важной является также амплитудно-частотная характеристика ОУ с отрицательной обратной связью – зависимость коэффициента усиления схемы включения ОУ в ОСС от частоты сигнала. На рис.8.7~~10.24~~ она приведена для ОУ с одним каскадом усиления при различных значениях коэффициента усиления

К_u_{U осОС} . Значения К_{uU осОС} и частоты откладываются в логарифмическом масштабе, чтобы охватить большой диапазон этих значений. Кривая 1 соответствует АЧХ однокаскадного ОУ без обратной связи (К_{uU осОС}= 0). При наличии ООС АЧХ опускаются (кривые 2,3).Как и в транзисторах, частоту, на которой происходит уменьшение К_{uU осОС} в раз (на 3дБ), называют предельной (f_прПР1< f_прПР2< f_прПР3). На частотах выше предельной АЧХ совпадает с АЧХ ОУ без обратной связи (с ее линейной падающей частью при логарифмическом масштабе по обеим осям). Так как f_ПР с ростом частоты коэффициента обратной связи увеличивается, то говорят, что полоса пропускания (усиления) возрастает по сравнению с ОУ без обратной связи, но ценой потери коэффициента усиления: во сколько выигрываем в полосе, во столько же раз теряем в коэффициенте усиления. Нетрудно показать, что при f >3f_прПР произведение коэффициента усиления на текущую частоту остается постоянным, как в схеме включения с общим эмиттером биполярного транзистора. Значение f = f₁ соответствует частоте единичного усиления.

Следует отметить, что в случае двухкаскадного ОУ наблюдается два излома АЧХ, которые происходят из-за различия предельных частот каскадов (рис.8.8). Для однокаскадного ОУ спад составляет 20 дБ/декада, для двухкаскадного на высоких частотах достигает 40 дБ/декада (декада соответствует изменению частоты в 10 раз). Такой большой наклон АЧХ сопровождается значительным сдвигом фазы. Если при К_{u ос} > 1 сдвиг фазы на какой-то частоте превысит 360°, то возможная паразитная генерация колебаний: переход из режима усиления в режим генерации. В схемах с ОУ приходится предусматривать коррекцию АЧХ и фазоачастотной характеристики, чтобы избежать генерации колебаний.

Следует отметить, что в случае двухкаскадного ОУ наблюдается два излома АЧХ, которые происходят из-за различия предельных частот каскадов (рис.~~10.25). Для однокаскадного ОУ спад составляет 20 дБ~~ / ~~декада, для двухкаскадного на высоких частотах достигает 40 дБ~~ / декада (декада соответствует изменению частоты в 10 раз). Такой большой наклон АЧХ сопровождается значительным сдвигом фазы. Если при К_{U ОС} ~~> 1 сдвиг фазы на какой-то частоте превысит 360~~°, то возможная паразитная генерация колебаний: переход из режима усиления в режим генерации. В схемах с ОУ приходится предусматривать коррекцию АЧХ и фазачастотной характеристики, чтобы избежать генерации колебаний.

8.5. Функциональные устройства на основе ОУ: высокостабильный усилитель напряжения, интегратор, дифференциатор, сумматор

Дифференциальный усилитель ( как правило многокаскадный ) имеет два входа. В зависимости от того, на какойиз этих входов подается сигнал, выходное напряжение оказывается либо синфазным с входным напряжением, либо имеет противоположную фазу. Соответственно, один из входов называют неинвертирующим (+), другой – инвертирующим (-).

Использование инвертирующего входа позволяет осуществлять отрицательную обратную связь. Меняя характер и структуру обратной связи, можно придать операционному усилителю свойства самых различных функциональных устройств: высокостабильных усилителей напряжения и тока, генераторов различных форм колебаний, интеграторов, дифференциаторов, сумматоров, сравнивающих устройств, триггеров и т.д. В настоящее время имеется несколько сотен типовых схем использования операционнного усилителя. Эта функциональная универсальность операционного усилителя делает его основным базовым устройством аналоговой интегральной схемотехники.

Большое распространение в инженерной практике получило инвертирующее включение ОУ – рис.8.9 22. Сигнал подается на инвертирующий вход ОУ и выходной сигнал оказывается в противофазе с входным. Входная цепь и цепь обратной связи могут содержать линейные ( R, L, C ) и нелинейные элементы, которые называют навесными.

Узел N (рис.8.9 22, 8.1023 ) при изменении входного напряжения сохраняет нулевой потенциал, т. к. лЛюбая тенденция на изменение потенциала этого узла подавляется отрицательной обратной связью. Это свойство схем, содержащих ОУ, подчеркивается термином “виртуальный нуль” узла N. Термин указывает на то, что равенство потенциалов диффереинциальных входов ОУ имеет место при большом сопротивлении между ними.

Благодаря свойству "“ виртуального нуля "”, реакция схемы на входной сигнал зависит только от "“ навесных "“ элементов – на рис. 8.1023 это R₁, R_ос_ОС.

При анализе схемы преобразователя на рис. 23 8.10 можно пренебречь входным током ОУ, поэтому для узла N справедливо равенство

U_вхВХ/R₁+ U_ВвыхЫХ/R_осОС = 0 , из которого следует

U_выхВЫХ= - ( R_осОС / R₁ ) U_вхВХ

Инвертирующее включение ОУ- рис.8.9 22 – получило наибольшее распространение в инженерной практике. Сигнал подается на инвертирующий входю операционного усилителя. Входная цепьб и цепьб обратной связи могут содержать линейные ( R, L, C ) и нелинейные элементы, которые называют навесными.

Для схемы на рис.8.11 в соответствии со свойством виртуального нулевого потенциала узла N получим

Отсюда следует:

~~Для схемы на рис.~~ 24 ~~в соответствии со свойством виртуального нулевого потенциала узла~~ N ~~получим~~

~~U₁/ R₁ + U₂/ R₁ + U₃/ R₃ + U~~_ВЫХ~~/ R_ОС = 0 ;~~

~~Отсюда следует~~

U_ВЫХ~~= - R (~~ ~~U₁/ R₁ + U₂/ R₁ + U₃/ R₃ )~~

Преобразователь, выходное напряжение которого пропорционально интегралу входного напряжения, показан на рис. 827.12. В цепи ООС включен

кКонденсатор C, ток которого i_с_C определяется выходным напряжением U₂ .

~~i_C~~ = ~~CdU~~₂ / dt

Ток входной цепи i₁ = U₁/ R . Так как входной ток ОУ практически равен нулю, то есть i₁ + i_C 0 , поэтому

Схема дифференцирования показана на рис.8.13 28. Цепь обратной связи –резистор R, а входная цепь ь- конденсатор C. Выходное напряжение U₂ связано с выходным напряжением U₁ соотношением:

Вопросы

1. Чем характеризуется идеальный ОУ?

2. Приведите условное упрощенное графическое обозначение ОУ.

3. Опишите структурную схему ОУ.

4. Перечислите основные параметры ОУ.

5. Как определяется коэффициент усиления схемы с инвертирующим включением ОУ?

6. К чему приводит применение ООС в схеме с неинвертирующим включением?

7. Назовите достоинства и недостатки схемы с инвертирующим включением ОУ.

8. Как определяется АЧХ ОУ с ООС?

8. Что представляет собой передаточная характеристика идеального ОУ?

10. Докажите на примерах многофункциональную роль ОУ в разнообразных устройствах.

~~Лекция № 2~~

В полупроводниковых ИС используются как биполярные, так и МДП – структуры. Различе в структурах, а также способах электрической изоляции элементов приводит к различию функциональных возможностей электрческих характеристик.

Технологии изготовленя биполярных и МДП – транзисторов близки, хотя есть и некоторые особенности: необходимость специальных процессов для изоляции элементов в биполярных схемах и процессов получения тонких пленок подзатворного диэлектрика в МДП – схемах.

При создан полупроводниковых ИС малой и средней степени интеграци широко используются способы изоляции обратновключенным p – n – переходом и диэлектрическими пленками двуокиси кремния. Для БИС разработана технология изоляции с одновременным использованием p – n –~~перехода и диэлектрических пленок.~~

~~Изоляция~~ p – n ~~– переходом.~~

~~На рис. 8. 7 показана структура интегрального~~ n - p- n -~~транзистора, изолированного~~ p – n –~~переходом. В этом транзисторе подложкой является кремний~~ p-~~типа; на ней созданы эпитаксиальный~~ n-~~слой и так называемый скрытый~~ n⁺-~~слой. Изолирующий~~ p – n –переход создается путем диффузии акцепторной примеси на глубину, обеспечвающую соединение образующихся при этой диффузии p-~~областей с~~ p-~~подложкой. В этом случае эпитаксиальный~~ n-~~слой разделяется на отдельные~~ n-области ( изолирующие “карманы” ), в которых создаются потом транзисторы. Эти област будут электрическ изолированы только в том случае, если образовавшиеся p – n –~~переходы имеют обратное включение..~~

p –n –~~переходом~~

~~Это достигается, если потенциал подложки~~ n - p- n -~~транзистора будет наименьшим из потенциалов точек структуры. В этом случае обратный ток через~~ p – n –~~переход незначителен практически исключается связь между~~ n-~~областями (карманами) соседних транзисторов~~

~~Изоляция коллекторной диффузией.~~

~~При этом способе ( рис. 8. 8 ) исходным является создание на подложке~~ p –Si ~~равномерного эпитаксиального~~ p –~~слоя, а в определенных местах под ним – скрытого~~ n⁺-~~слоя. Затем производят диффузию доноров через маску создают боковые~~ n⁺-~~области, касающиеся скрытого~~ n⁺-~~слоя. В отличие от рис. 8. 7. Образуется карман~~ p –~~типа для создания~~ p –~~базы и~~ n- ~~эмиттера. Совокупность скрытого~~ n⁺-~~слоя и боковых~~ n⁺-областей будет выполнять в транзисторе функцию коллекторной области с выводом К на поверхности. Переход между n⁺-областями и подложкой и обеспечивает изоляцию от другого элемента ИС, если подложка имеет наименьший потенциал.

~~Изоляция диэлектрическими пленками.~~

На рис. 8. 9 показана последовательность операций изоляции элементов тонкими диэлектрическим пленками. На исходной пластине n-~~кремния выращивается эпитаксиальный~~ n⁺-слой (рис. 8. 9, а). На поверхности пластины анизотропным травлением на глубину 20 . . . 30 мкм создаются канавки треугольной ( V – образной ) формы (рис. 8. 9, б). Рельефная поверхность термически окисляется, так что получается изолирующая пленка ~~SiO~~₂ ~~толщиной около 1 мкм. Затем на поверхность~~ ~~SiO~~₂ наносится слой высокоомного поликристаллического кремния толщиной 200. . . 250 мкм (рис. 8. 9, в). Исходный монокристалл n-~~кремния сошлифовывается снизу до тех пор,~~

пока не вскроются вершины вытравленных канавок (рис. 8. 9, г), в результате чего образуются золированные друг от друга слоем ~~SiO~~₂ ~~онокристаллические области ( карманы ). Потом в этих карманах будут создаваться элементы интегральной схемы.~~

Диэлектрическая изоляция позволяет на несколько порядков снизить токи утечки и на порядок удельную емкость по сравнению с p – n –переходом. Существенным недостатком диэлектрической изоляции является необходмость точной шлифовки. Диэлектрические канавки могут быть и прямоугольной формы.

~~Совместная изоляция~~ p – n –~~переходом и диэлектрическими пленками.~~

~~При этом варианте (рис. 8. 10) изоляция~~ p – n –~~переходом осуществляется внизу структуры и слоем~~ ~~SiO~~₂ ~~на поверхностях прямоугольных или~~ V ~~– образных канавок.~~

~~Интегральные схемы на непроводящих подложках.~~

Паразитные емкости между отдельными элементами и емкости между элементам и подложкой снижают быстродействие ИС. Эти емкости можно существенно уменьшить заменой полупроводниковой подложки на непроводящую, например сапфировую ( структура «кремний на сапфире», КНС ). На сапфире (рис. 8. 11) выращивается эпитаксиальный слой n –кремния толщиной 1. . . 3 мкм. «Островки» создаются локальным травлением кремня до сапфирной подложки. В островках создаются транзисторные структуры. После этого воздушные зазоры между островками заполняются изолирующим поликристаллическим кремнием, на поверхности которого создаются соединения элементов схемы.

~~Пассивные элементы и компоненты гибридных ИС и микроскобок.~~

Гибридные ИС имеют ряд премуществ: они допускают применене широкого диапазона номиналов пассивных элементов, меньшие пределы допусков и лучшие электрические характерстики этих элементов ( более высокая добротность, температурная и временная стабильность, меньшее число паразитных элементов и их влияние ). В гибридных ИС могут применяться почти любые дискретные компоненты, в том числе полупроводниковые интегральные схемы.

Стоимость оборудования, необходимого для производства тонкопленочных гибридных ИС определенного типа, значительно меньше, чем для производства полупроводниковых ИС того же типа. Поэтому минимальное количество выпускаемых ИС, при котором производство становится рентабельным, также меньше при гибридно – пленочной технологии. Особенно эта технология перспективна для аналоговых ИС. Однако большое число контактных узлов сварных ( паяных ) соединений несколько снижает надежность гибридных ИС по сравнению с полупроводниковыми, но использование при их производстве пленочных и навесных предварительно отобранных пассивных активных компонентов определяет широкое применение гибрдных ИС.

Основными конструктивными и схемными элементами и компонентами как тонкопленочных, так и толстопленочных гибридных ИС являются: дэлектрические подложки; пленочные резисторы, конденсаторы, проводники и контактные площадки; пленочные RC-, RL ~~- и~~ ~~RCL~~ ~~– структуры; навесные бескорпусные пассивные компоненты; корпуса.~~

Подложки служат диэлектрическим механическим основанием для пленочных и навесных элементов и для теплоотвода. Для маломощных гибридных ИС в качестве материала подложки можно применять бесщелочные боросиликатные стекла, а также ситаллы (стеклокристаллические материалы ). Для мощных ИС применяют керамику ( поликор ), а для особо мощных – берллиевую керамику, имеющую очень высокую теплопроводность. Если требуется обеспечить хороший теплоотвод, высокую механическую прочность жесткость конструкции, то применяют металлические подложки из алюминия, покрытого слоем диэлектрика, или эмалированной стали. Габаритные размеры подложек стандартзированы ( 60´48 мм ). Обычно на подложке груповым методом изготовляют несколько гибридных ИС. Толщина подложки составляет 0, 35. . . 0, 5 мм.

Пленочные резисторы. В качестве резистивного материала тонкопленочных резисторов используют чистые металлы и сплавы с высоким удельным сопротивлением, а также специальные резистивные материалы – керметы, которые состоят из частиц металла диэлектрика, например хрома окиси кремния ~~SiO~~₂. Широко распространены пленки хрома и тантала. Для изготовления толстопленочных резисторов применяют специальные пласты, наносимые через маску на подложку. После термообработки образуется резистивная стеклоэмаль.

Пленочные конденсаторы. Конструктивно пленочный конденсатор представляет собой трехслойную структуру металл – диэлектрик – металл, расположенную на изолирующей подложке. В качестве диэлектрика для тонкопленочных конденсаторов используют окислы полупроводников металлов: окись кремния ~~SiO~~ ~~и окись германия~~ ~~GeO~~ ~~с высоким диэлектрическими постоянными, окись~~ Ta₂O₅ и др. Для толстопленочных конденсаторов применяют пасты, содержащие в качестве наполнителей титанат бария ил двуокись титана, которые имеют высокую диэлектрическую постоянную. Большинству требований, предъявляемых к обкладкам конденсаторов, удовлетворяет алюминий. Для изготовления обкладок тонкопленочных конденсаторов чаще всего применяют алюминий тантал. Обкладки толстопленочных конденсаторов изготавливают из паст с высоким содержанием таких металлов, как паладий, золото и др.

Тонкопленочные индуктивности – плоские спирали из проводящего материала. Иногда они имеют квадратную форму. Площадь, занимаемой одной спиральной катушкой, в ИС не превышает 1 см², ее индуктивность примерно 10 мкГн, добротность около 100.

Компоненты. В качестве компонентов гибридных ИС используются полупроводниковые интегральные схемы, БИС, диодные транзисторные матрицы, миниатюрные резисторы, конденсаторы, индуктивности, дроссели и трансформаторы, Способы монтажа компонентов на плате гибридной ИС должны обеспечивать сохранность их форм, параметров свойств, отвод теплоты, стойкость к термоциклированию, вибрациям и ударам.

~~Интегральные диоды.~~

~~Интегральные диоды создаются на основе структуры интегрального транзистора. Любой~~ p-n- переход транзистора может быть использован для формирования диодов. Пять возможных вариантов интегральных диодов показаны на рис. 9. 8 с помощью условных обозначений:

~~БК – Э: на основе перехода база – эмиттер с коллектором, закороченным с базой (~~ U_КБ ~~=0 );~~

~~Б – Э: на основе перехода база – эмиттер с разомкнутой цепью коллектора (~~ I_К ~~= 0 );~~

~~БЭ – К: на основе перехода коллектор – база с эмиттером, закороченным с базой (~~ U_ЭБ ~~= 0 );~~

~~Б – К: на основе перехода база – коллектор с разомкнутой цепью эмиттера (~~ I_Э ~~= 0 );~~

~~Б – ЭК: закорочены эмиттер коллектор (~~ U_КЭ ~~=0 );~~

~~В буквенных обозначениях вариантов диодов сдвоенные буквы относятся к закороченным электродам.~~

Варианты интегральных диодов различаются как вольт – амперными характеристиками, так параметрами. На рис. 9. 8 указаны емкость полученных диодов C_Д. Емкость максимальна при параллельном включении переходов ( вариант Б – ЭК ). Паразитная емкость на подложку С_П шунтирует на землю вывод диода ( считается, что подложка заземлена ). Емкость С_П, как правило, совпадает с емкостью С_КП коллектор – подложка. Однако в варианте Б – Э емкости С_КП и С_К включены последовательно, и результирующая емкость оказывается минимальной:

~~С_П = С_КПС_К / (С_КП+ С_К ).~~

Обратные тепловые токи, т. е. Токи без утечки, зависят от объема переходов поэтому меньше для тех вариантов, у которых используется только эмиттерный переход, имеющий наименьшую площадь ( БК- Э, Б – Э ).

Время восстановления обратного тока при переключении диода з открытого состояния в закрытое минимально у варианта БК – Э, в котором заряд накапливается только в базовом слое, так как коллекторный переход закорочен. В других вариантах заряд накапливается как в базе, так и в коллекторе.

Сравнивая варианты, можно сделать вывод, что в целом оптимальным вариантом являются БК – Э и Б – Э. Малые пробивные напряжения этих вариантов ( 7. . . 8 В ) не играют существенной роли в низковольтных ИС. Чаще используется вариант БК – Э.

Остановимся особо на интегральном стабилитроне. Он может быть создан на основе структуры интегрального транзистора в различных вариантах в зависимости от требуемого напряжения стабилизации и его температурного коэффициента. Обратное включение диода Б –Э используют для получения напряжения 5. . . 10 В с температурным коэффициентом ±~~(2. . . 5) мВ/~~°С. Диод работает в режиме лавинного пробоя. Обратное включение диода БЭ – К применяют для получения напряжения 3. . 5 В ( используется явление «прокола» базы ) при температурном коэффициенте –(2. . .3) мВ/°С. Один или несколько последовательно включенных диодов БК – Э в прямом направлении позволяют получить напряжение 0, 7 В или кратное ему значение с температурной чувствительностью -2 мВ/°С. В температурно – компенсированных стабилитронах ( рис. 9. 9 ), сформированных на основе базового эмиттерного слоев, при подаче напряжения между n⁺ - слоями один переход работает в режиме лавинного пробоя, а второй – в режиме прямого включения. Температурная чувствительность этих двух переходов противоположна по знаку, поэтому температурная чувствительность такого стабилитрона менее ±~~2 мВ/~~°С.

Во многих ИС предпочтение отдается диодам с барьером Шотки, имеющим меньше размеры и большее быстродействие, чем интегральные диоды на основе p- n-~~переходов. Диоды с барьером Шотки ( рис. 9. 10 ) создают нанесением непосредственно на~~ n – проводник. Высота барьера зависит от используемого металла. Так как для межэлементных соединений обычно используется алюминий, то его целесообразно применять для формирования диодов Шотки, как это делается в интегральных транзисторах с диодом Шотки. Указанные диоды имеют высоту потенциального барьера примерно 0, 7 В, но воспроизводимость их параметров низкая. Сечение диода Шотки, показанное на рс. 9. 10, представляет следующие элементы: 1-металл, образующий с n – ~~проводником барьер Шотки; 2-металл, обеспечивающий омический контакт с~~ n⁺~~- областью. Контакты 1 и 2 являются выводами диода Шотки. В лучших диодах Шотки вместо~~ Al ~~используют сплав платины~~ Pt ~~и никеля~~ Ni~~. Изменяя соотношение компонентов, можно получить высоту барьера от 0, 64 В (100%~~ Ni~~) до 0, 84 В (100%~~ Pt). Диоды с гораздо меньшей высотой барьера ( от 0, 53 до 0, 59 В ) получают при использовании сплава тантала вольфрама.

1 2

n

n

Рис. 9. 10

~~Особенности интегральных~~ n –p-n –~~транзисторов.~~

~~В отличие от дискретного транзистора в интегральном транзисторе используется, как правило, изолирующий~~ p –n- ~~переход, а все выводы расположены с одной стороны кристалла. Необходимость изолирующего~~ p –n- перехода приводит к появлению паразитного транзистора, который в значительной мере влияет на параметры основного транзистора.

~~На рис. 9. 1 показано сечение структуры~~ n –p –n –транзистора, который изготовлен по планарно – эпитаксиальной технологии. Этот транзистор получил самое широкое распространение, так как обладает лучшими чем у p –n –p –~~транзистора, параметрами более прост в изготовлении.~~

~~Для создания~~ n –p –n –~~транзистора необходима исходная пластинка ( подложка )~~ p-Si~~, в которой сначала диффузией доноров созданы локальные~~ n⁺ -~~слои ( будущие скрытые~~ n⁺ -~~слои ), а затем сверху создается однородный эпитаксиальный~~ n –~~слой. Разделение этого слоя на~~ n –~~карманы производится диффузией акцепторов вокруг скрытого~~ n⁺ -слоя. Потом последовательно диффузией акцепторов и доноров в каждом кармане создаются базовая и эмиттерная области. Под коллекторным алюминиевым контактом (К) создана переходная n⁺ -область, необходимая для получения невыпрямляющего (омического ) контакта алюминия со слабо легированной коллекторной n –~~областью. Изоляция транзисторной структуры от соседних структур осуществляется с помощью~~ p –n ~~–переходов: по бокам структуры переходом~~ n –~~коллектор –~~ p –~~подложка ( или~~ p⁺ -~~слой ), а снизу переходом между скрытым~~ n⁺ -~~слоем и~~ p –~~подложкой.~~

В результате использования технологии компенсированных полупроводников набольшая концентрация основных носителей оказывается в эмиттерной области, что принято отражать знаком «плюс» в обозначении типа транзистора ( n⁺ -p –n). Однако этот знак часто опускается для упрощения записи. Особенностью интегрального транзистора является также то, что распределение концентрации примеси в базовой области неоднородное, т. е. Интегральный транзистор принципиально становится дрейфовым.

~~Теперь объясним назначение скрытого~~ n⁺ -слоя между базовой и коллекторной областями. На рис. 9. 1 изображена штрихами одна из линий тока от эмиттера к коллектору. Рабочей ( активной ) частью транзистора является вертикальная область, расположенная под донорной частью эмиттера. Остальные част объема можно условно назвать пассивными, так как их наличие обусловлено конструктивно – технологическими причинами ( необходимо обеспечить выводы от базовой и коллекторной областей на верхнюю поверхность ). Вывод коллектора К оказывается удаленным от активной части коллекторной области, находящейся под эмиттером. Увеличение путей носителей в высокоомной коллекторной области до внешнего контакта приводит к возрастанию сопротивления R_КК_¢ объема коллекторной области в модели, а следовательно, к ухудшению характеристик транзистора ( снижение быстродействия и увеличение напряжения U_КЭ ~~в режиме насыщения ). Если имеется скрытый~~ n⁺ -~~слой, то ток в пассивной части объема практически идет к коллектору через этот низкоомный слой.~~

    Э                Б         К

          ~~Характерной особенностью интегрального~~ n –p –n –~~транзистора является появление в его структуре паразитного~~ p –n –p –~~транзистора. Эмиттером этого транзистора служит~~ p –~~база~~ n –p –n –~~транзистора, базовой областью – коллекторная~~ n –~~область~~ n –p –n –~~транзистора, а коллекторной областью –~~ p-~~подложка. На рис. 9. 3 штрихпунктирной линией показано разделение элементов паразитного~~ p –n –p –~~транзистора основного~~ n –p –n –~~транзистора ( без скрытого~~ n⁺ -~~слоя ).~~

Как уже отмечалось, подложка должна иметь наименьший потенциал в структуре, чтобы обеспечить изоляцию обратновключенным p –n-переходом. Это требование определяет возможные режимы работы паразитного транзистора: он будет нормальным активным, если n –p –n –~~транзистор находится в режиме насыщения, в режиме отсечки, когда~~ n –p –n –~~транзистор работает в нормальном активном режиме. В последнем случае влияние паразитного~~ p –n –p –~~транзистора сводится лишь к увеличению коллекторной емкости основного транзистора на величину емкости~~ C_КП ~~перехода коллектор – подложка. Чтобы в первом случае уменьшить ответвление ( утечку ) коллекторного тока~~ n –p –n –~~транзистора в~~ p-слой подложки, имеющий наименьший потенциал, необходмо, чтобы коэффициент передачи тока паразитного транзистора a_ПАР ~~был очень малым. Это автоматически достигается при сильнолегированном~~ n⁺- ~~слое, входящим в состав базовой области паразитного транзистора (~~ a_ПАР» 0, 01 ). Однако в этом случае паразитный транзистор потребляет значительный ток, идущий в подложку через цепь эмиттер – база паразитного транзистора, а не через его коллекторный переход. Следует заметить, что при использовании диэлектрической изоляции паразитный транзистор отсутствует, но паразитная емкость коллектор-подложка остается.

~~Пассивные элементы полупроводниковых ИС~~

~~Интегральные резисторы~~

Резисторы интегральных схем изготавливаются на основе диффузионных слоев транзисторной структуры ( эмиттерной и базовой области ), эпитаксиального слоя коллектора или с помощью ионного легирования.

Диффузионные резисторы (ДР ) изготовляют одновременно с операцией базовой или эмиттерной области транзистора путем использования соответствующих масок. Структура таких ДР показана на рис. 9. 12. Сопротивление ДР представляет собой объемное сопротивление участка диффузионного слоя, ограниченного границей p –n –перехода, который находится в закрытом состоянии. При создании ИС параметры диффузионных слоев выбираются с целью получения требуемых характеристик n –p –n –транзисторов, поэтому необходимое значение сопротивления определяется при данных параметрах диффузионных слоев только выбором конфигурации и геометрических размеров тела резистора ( рис. 9. 13). При этом форма и размеры контактов К к ДР выбираются такими, чтобы сопротивление приконтактных областей было значительно меньше сопротивления объема, использованного для создания ДР.

~~Длина~~ l одноплоскового ДР не может превышать размера кристалла ( 1. . . 5 мм ), ширина же ограничена минимальной шириной окна в маске для диффузии примеси ( 2, 5. . . 3 мкм ), а также паразитной боковой диффузией в окне. Типичные значения сопротивлений ДР , которые можно получить при выбранной величине удельного сопротивления r ~~полупроводника, лежат в диапазоне 0, 25~~r < R ~~< 10⁴~~r. Нижний предел ограничен сопротивлением контактных областей, верхний – максимальной площадью, отводимой для резистора на кристалле. Воспроизводимость номинальных значений сопротивления ДР, изготовленных на одном кристалле, имеют один и тот же знак, поэтому отношение сопротивлений воспроизводится с высокой точностью и температурный коэффициент этого отношения мал ( 0, 15. . . 0, 3 % / °~~С ) по сравнению с отдельным резистором.~~

На основе эмиттерной области создаются резисторы с небольшими сопротивлениями ( 3. . . 100 Ом ) с температурным коэффициентом сопротивления ( ТКС = 0, 01. . . 0, 02 % / °~~С ), так как удельное сопротивление эмиттерного слоя мало.~~

Большое сопротивление имеют так называемые пинч – резисторы («канальные», «закрытые», «сжатые» ). Они создаются на основе нижней слаболегированной области базового слоя с большим удельным сопротивлением, имеющей меньшую площадь сечения ( рис. 9. 14 ). Максимальное сопротивление таких резисторов 200. . . 300 кОм при простейшей полосковой конфигурации. Однако пинч – резисторы имеют большой разброс номиналов ( до 50 % ) из –за трудности воспроизведения толщины нижней части p-~~слоя и большого температурного коэффициента сопротивления ( ТКС = 0, 3. . . 0, 5 % /~~ °~~С ) при слабом легировании. У пинч – резистора~~ n⁺ - ~~слой и~~ p-слой закорочены металлизацией и соединены с выводом резистора, имеющим наибольший положительный потенциал с структуре. Такое соединение обеспечивает обратное включение всех переходов структуры пинч – резистора, а ВАХ оказывается такой же, как у полевого транзистора с управляющим переходом. ВАХ пинч- резистора имеет начальный линейный участок до напряжения 1. . . 1, 5 В, а пробивное напряжение составляет 5. . . 7 В и определяется эмиттерным переходом.

РИС. 9. 14.

Ионно – легированные резисторы. Для получения больших сопротивлений в слоях структуры можно использовать ионное легирование, которое позволяет реализовать малую концентрацию примеси, т. е. Высокое удельное сопротивление. Могут быть достигнуты сопротивления в сотни килоом со сравнительно низким ТКС и хорошим допуском (± 10 % ).Однако в ионно – легированных резисторах усложняется получение хорошего омического контакта из – за очень малых ширины и толщины резисторов.

Следует отметить, что интегральный резистор любого типа имеет паразитную емкость С относительно подложки или изолирующего кармана. Граничная частота ~~f_m~~ ~~= 1 / 2~~ p RC для типичного диффузионного резистора на основе базового слоя составляет 10. . . 15 МГц. На более высоких частотах необходимо учитывать распределенный характер C и R, так что сопротивление становится комплексным. В случае использования диэлектрической изоляции вместо изоляции p –n –~~переходом~~ f_ГР ~~может быть увеличена в несколько раз при тех же размерах.~~

~~Интегральные конденсаторы~~

~~Диффузионные конденсаторы (ДК ). Для их формирования может быть использован любой~~ p –n –~~переход: коллектор – подложка, база – коллектор, эмиттер – база, скрытый~~ n⁺-~~слой – изолирующая~~ p⁺ -область. Барьерная емкость обратновключенного перехода зависит от напряжения. Эмиттерный переход обладает наибольшей удельной ( на единицу площади ) емкостью, но малым пробивным напряжением и низкой добротностью. К недостаткам ДК следует отнести необходимость строгого соблюдения полярности напряжения, так как переход должен включаться в обратном напряжении для повышения дифференциального сопротивления ( повышения добротности ).

~~МДП – конденсаторы ( рис. 9. 15 ). Нижней обкладкой в нем является~~ n⁺-~~слой, а верхней – пленка алюминия. Диэлектриком служат тонкие слои~~ ~~SiO~~₂ ~~или~~ Si₃N₄. Нитрид кремния предпочтителен вследствие большой диэлектрической постоянной, но двуокись кремния более доступна. Толщина диэлектрика составляет 0, 05. . . 0, 12 мкм. Недостаток МДП- конденсатора в составе биполярных ИС – необходимость дополнительной операции по созданию тонкого слоя диэлектрика.

Тонкопленочные МДП – конденсаторы используют в совмещенных ИС. Они состоят из двух металлических слоев, разделенных слоем диэлектрика. В качестве металлических обкладок используют алюминий или тантал. В первом случае диэлектриком является Al₂O₃~~, во втором –~~ Ta₂O₅~~. Диэлектрическая постоянная~~ Ta₂O₅на порядок выше, чем у большинства других диэлектриков, но этот окисел не пригоден для работы на высоких частотах. МДП-конденсаторы ( как и МДП- конденсаторы ) работают при любой полярности напряжения. Недостаток МДП- конденсаторов – удлиненный технологический процесс изготовления и выход из строя при пробое диэлектрика.

~~ЛЕКЦИЯ № 3~~

~~Особенности аналоговых ИС.~~

Аналоговые ИС применяются для усиления, преобразования и обработки сигналов, изменяющихся во времени в виде непрерывной функции. Интегральным схемам вообще и аналоговым в частности свойственны ряд отличительных особенностей, которые обусловлены спецификой их технологии.

~~1.6.~~При разработке и проектировании аналоговых ИС прежде всего стремятся обеспечить широкую универсальность и многофункциональность, чтобы снизить стоимость изделия и повысить эффективность производства.

~~2.6.~~Следствием многофункциональности является функциональная избыточность. Функциональная избыточность может быть использована для улучшения характеристик ИС, повышения их надежности и т. п.

~~3.6.~~Стремление уменьшить число технологических операций и связанное с этим широкое использование транзисторных структур не только для усиления, но и для выполнения функций пассивных элементов. Число же пассивных элементов стремятся по возможности уменьшить, заменяя их транзисторными структурами, поскольку технология у них общая.

~~4.6.~~Для увеличения процента выхода годных ИС, удовлетворяющих заданным требованиям, проектируемая ИС должна обладать низкой чувствительностью к разбросу параметров элементов.

~~5.6.~~Широкое применение обратных связей для ряда целей: коррекции характеристик, выполнения различных математических операций и т. п.

~~6.8.~~В аналоговых ИС, как правило, применяются каскады с непосредственной связью, так как использование конденсаторов для разделения каскадов по постоянному напряжению, во – первых, существенно ухудшает характеристики каскадов в области низких частот из-за сравнительно малых значений емкостей и, во –вторых, усложняет технологию производства. Отказ от применения конденсаторов требует принятия мер по стабилизации режима по постоянному току и согласования по уровню постоянного отдельных каскадов между собой и отдельных ИС друг с другом.

Основу номенклатуры ИМС составляют ИМС, реализующие основные и аналоговые функции. В зависимости от выполняемой функции аналоговые ИМС подразделяются на следующие основные виды: многоцелевые усилители, операционные усилители, компараторы напряжения, ограничители, перемножители, активные и пассивные фильтры, аналогово-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи, стабилизаторы напряжения и токе, коммутаторы и ключи, формирователи, генераторы, детекторы, модуляторы, смесители и др.

~~при их построении используют различные базовые элементы, чаще всего ОУ с дополнительными цепями.~~

Есть также такие многоцелевые аналоговые БИС, как программируемые ОУ и таймеры. Программируемые ОУ состоят из одного или нескольких ОУ, перестраиваемых на два и более режимов работы. Таймеры, настраиваемые внешней коммутацией обратной связи, реализуют специальные аналоговые функции, Многоцелевые усилители предназначены для усиления сигналов в широком диапазоне частот. К ним относятся усилители низких, промежуточных и высоких частот, видеоусилители и широкополосные усилители.

Наиболее распространенным видом аналоговых ИМС широкого применения являются операционные усилители (ОУ), которые осуществляют функцию усиления и выполняют роль базового универсального элемента для построения многих аналоговых узлов.

Компараторы напряжения реализуют функцию сравнения и предназначены для преобразования пороговых сигналов в цифровую форму; основу их построения составляют ОУ

Ограничетели, реализующие функцию ограничения и предназначенные для изменения формы сигналов, разрабатывают на основе базовых элементов аналоговых ИМС (ОУ, компараторов и др.) при совместном включении таких нелинейных элементов, как диоды, стабилитроны, транзисторы. Следует отметить, что ограничение сигналов присутствует во всех аналоговых сигналов.

Перемножители реализуют функцию перемножения и предназначены для перемножения двух аналоговых сигналов. Их применение позволило унифицировать разнообразные функции радиотехнических преобразований-модуляцию, умножение, деление, гетеродирование и демодуляцию частот. В измерительной технике аналоговые ИМС перемножителей осуществляют калибровку и масштабирование сигналов.

Фильтры относятся к ИМС, выполняющим функции частотной селекции (фильтрации). Реализация функции частотной фильтрации совместно с функцией усиления образует радиотехнические цепи, специализированные для того или иного диапазона волн, значения радиоактивных параметров, полосы частот, стабильности, мощности. Фильтрация в диапазоне низких частот реализуется активными фильтрами на основе ОУ. В диапазоне радиоволн для фильтрации применяются колебательные LC-~~контуры, в диапазоне СВЧ - микрополосковые линии. Наряду с традиционными фильтрами в виде~~ LC-контуров, пьезокварцовых или электромеханических резонаторов микроэлектроника обеспечила разработку и серийный выпуск ИМС частотной фильтрации в виде активных RC~~-цепей и устройств на основе поверхностных волн и приборов с зарядовой связью.~~

Большое распространение в номенклатуре аналоговых ИМС получили также ИМС стабилизаторов напряжения и взаимного преобразования аналоговых а цифровых сигналов. Стабилизаторы напряжения предназначены для стабилизации передаточных функций; они применяются практически во всех электронных блоках. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП) являются основными ИМС для преобразования соответственно аналоговых сигналов в цифровой код и цифровой информации в аналоговые сигналы. Их применение обеспечивает цифровую обработку аналоговых сигналов и последующее преобразование результатов обработки.

Аналоговые коммутаторы и ключи предназначены для распределения во времени информации, поступающей на обработку от нескольких датчиков.

К аналоговым ИМС относятся также некоторые схемы формирования, преобразования и сопряжения сигналов: формирователи, генераторы, детекторы, смесители, модуляторы, усилители-формирователи, усилители считывания для ЗУ и др. Поскольку число таких схем велико, а стандартизация их затруднена, для сохранения преимуществ групповых методов производства характерные для импульсной техники.

~~взаимного согласования цепей;~~

~~схемотехнической избыточности.~~

Принцип взаимного согласования цепей заключается в такой их конструктивно-технологической реализации, при которой требуемые электрические параметры оказываются пропорциональными (в частном случае равными) друг другу в широком диапазоне эксплуатационных воздействий. Взаимное согласование схемотехнических структур осуществляется за счет близкого расположения соответствующих элементов на кристалле. При этом достигается идентичность (или строгая пропорциональность) параметров в полном интервале эксплуатационных воздействий, так как исходные материалы и процессы технологической обработки для таких элементов практически одинаковы. Использование данного принципа позволило создать высокоточные структуры ИМС-дифференциальные каскады, эталоны тока и напряжений с параметрами, не реализуемые в традиционной схемотехнике на дискретных компонентах.

Принцип схемотехнической избыточности заключается в усложнении схемы с целью улучшения ее качества, минимизации площади кристалла и повышения технологичности. Поэтому в аналоговых ИС вместо конденсатора, занимающего большую площадь, используют более сложные схемотехнические структуры с непосредственными связями. Согласно этому принципу для более точной реализации аналоговых функций схемотехническая разработка аналоговых ИМС основана на избыточностью усиления. При этом стабилизация эксплуатационных и точных характеристик достигается широким применением в схемотехнике аналоговых ИМС обратной связи, а повышение надежности ИМС обеспечивается недогруженными режимами работы их элементов.

~~6.1~~

~~6.1~~

Литература

1. Степаненко И.П. Основы микроэлектроники. М.: Сов. радио, 1980

424 с.

2. Ефимов И.Е., Горбунов Ю.И., Козырь И.Я. Микроэлектроника. Проектирование, виды микросхем, новые направления. М. : Высшая школа, 1987. 312 с.

3. В.Г. Гусев, Ю.М. Гусев Учеб. пПособие для приборостроит. спец. вузов. - 2-е изд., перераб. и доп.- М.: Высшая школа, 1991.- 622 с.: ил.

4. Электронные, квантовые приборы и микроэлектроника: Учеб. пПособие для вузов / Ю.Л. Бобровский, С.а.А. Корнилов, И.А. Кратиров и др.; Под ред. проф. Н.Д. Федорова. - М.: Радио и связь, 1998.- 560 с.: ил.

5. Х.К.Арипов, Н.Б.Алимова, З.Е. Агабекова, Ж.Т. Максудов, Аналоговая и интегральная схемотехника. Конспект лекцийи - Ташкент:ТЭИС.2000 с. Часть 1. Доп. План 2000 г. п.20.б.

6. В.И. Маненков. Аналоговая интегральная схемотехника. Конспект лекций. Ташкент: ТЭИС, 2000, 80 с.

7. Ефимов И.Е., Козырь И.Я. Основы микроэлектроники. М.: Высшая школа, 1983. 384 с.

ООглавление:

Лекция 1. Микроэлектроника, ее содержание и методы………………………… 3

Лекция 2. Активные и пассивные элементы ИМС……………………………… 13

Лекция 3. Аналоговые ИМС……………………………………………………… 38

Лекция 4. Схемы генераторов стабильного тока (ГСТ). Пара Дарлингтона, токовое зеркало Уилсона…………………………………………………………. 46

Лекция 5. Устройство сдвига уровня постоянного напряжения. Выходные каскады ИМС……………………………………………………………………… 61

Лекция 6. Обратные связи усилителя……………………………………………. 72

Лекция 7. Дифференциальный усилитель……………………………………….. 81

Лекция 8. Операционный усилитель…………………………………………….. 88

Литература………………………………………………………………………... 1012

У ч е б н о е и з д а н и е

План 2001/2002 уч.г.

Хайрулла Кабилович Арипов

Ахмед Маллаевич Абдуллаев

Галина Николаевна Кузьмина

Евгений Витальевич Объедков

Эмма Талгатовна Ишдавлетова

ЭЛЕКТРОННЫЕ ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ ПРИБОРЫ И МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

Р а з д е л

МИКРОЭЛЕКТРОНИКА

К о н с п е к т л е к ц и й

для бакалавров по направлению

5 552300 – Телекоммуникации

Рекомендовано для

5 140 900 – Педагог по телекоммуникации

5 521 900 – Информатика и информационные технологии

5 522500 - Радиотехника

Рекомендовано к печати

Редакционным советом ТЭИС

Утверждено к печати

Ташкентским электротехническим институтом связи

(Протокол Ученого совета ТЭИС № от г.)

Ответственный редактор Х. К. Арипов

Корректоры А. М. Абдуллаев

Г. Н. Кузьмина

Р а з д е л

Рис. 5.219. Двухтактный каскад

Ахмед Маллаевич Абдуллаев